Full text of "Der Praktische Funkamateur 35 Transistorschaitungen ( Ii)"

See other formats

K. Streng

Niederfrequenzverstärker

Berichtigung

Wir bitten unsere Leser folgende Druckfehler in der
vorliegenden Broschüre zu berichtigen:

S. 20

S. 21

1,6

f • R 2
J-u

C p = 0,5 + 1,5 + 25 + 1,7 (1 + 45) = 105,2 pF.
Folglich

105,2 ■ 94-10 s -6,28-15-10 3 \ 2

10 12 )

+ 1 = 1,36.

S. 31

Tabelle 3: Spannungsverstärkung moderner Trioden

R '*)
g

— u

Mß

S. 39

= 1 + 50

4 • 1 0 3
2,5 • 10 6

= 1 , 8 ;

S. 53 Am Ende des vorletzten Absatzes muß es
richtig heißen: „...Ausgangsspannung U a

S. 90

8.1 Umrechnung vom linearen Verhältnis in Dezibel

U i: u 2

Ni:N 2

u i: u 2

NjtN

0,1

1,01

1,02

5,0

1,78

3,16

0,2

1,02

1,05

6,0

2,00

3,98

0,3

1,04

1,07

7,0

2,24

5,01

0,4

1,05

1,09

8,0

2,51

6,31

0,5

1,06

1,12

9,0

2,82

7,94

0,6

1,07

1,15

3,16

usw.

S. 92

Wicklung VI: wie Wicklung II, Anschlüsse an 14 und 15

Berichtigungszettel zur Broschüre „Niederfrequenzverstärker“
von Klaus K. Streng.

5/1/62 — 650/1997

Der praktische Funkamateur • Band 25
Niederfrequenzverstärker

KLAUS K. STRENG

Niederfrequenzverstärker

VERLAG SPORT UND TECHNIK

1962

VORWORT

Diese Broschüre wendet sich nicht an Fachleute. Sie ist
für Menschen aller Altersstufen bestimmt, die das
Herumexperimentieren, das Basteln und den Selbstbau
von Geräten als Sport auffassen. Speziell wendet sie
sich an die Tonbandamateure sowie die zahlreichen
Funkamateure der Gesellschaft für Sport und Technik,
die vielfach mit NF-Verstärkern zu tun haben.

Es war unmöglich, alle Probleme des behandelten Ge¬
bietes aufzugreifen, alle Grundschaltungen zu zeigen,
ohne den Rahmen der Broschüre zu sprengen. Bewußt
wurden Allstromverstärker fortgelassen, da sie — wenn
sie einwandfrei funktionieren und zugleich den Sicher¬
heitsbestimmungen entsprechen sollen — nur schwer vom
Amateur zu verwirklichen sind. Ebenso wurde auf eine
ausführliche Behandlung der Klangreglerschaltungen
verzichtet, da diese sich stark nach den verwendeten
Lautsprechern und ihrer Anordnung richten bzw. eine
Geschmacksfrage darstellen. Auch Transistorschaltungen
wurden nicht erwähnt, da größere Leistungstransistoren
z. Z. für den Amateur im Handel nicht erhältlich sind.
Trotzdem hoffe ich, daß nachstehende Schaltungen,
Regeln und Winke dem interessierten Leser entspre¬
chende Anregungen vermitteln.

Dem VEB (K) Elektroakustik Hartmannsdorf und den
Redaktionen der Fachzeitschriften „funkamateur“ sowie
„radio und fernsehen“ sage ich meinen herzlichen Dank
für die Überlassung von Unterlagen.

Berlin, im November 1961

Klaus K. Streng

1. DIE EINTEILUNG DER NF-VERSTÄRKER

Niederfrequenzverstärker benutzt man für die ver¬
schiedensten Zwecke; und je nach ihrem Verwendungs¬
zweck werden sie für eine mehr oder weniger hohe Lei-
stungsabgabe entwickelt. Ein Verstärker, der eine große
Endleistung aufweist, braucht jedoch keine große Span¬
nungsverstärkung zu besitzen — und umgekehrt. Wir
wollen deshalb gleich zu Beginn die Verstärker „ein¬
teilen“. Dazu gibt es zwei verschiedene Methoden —
Einteilung nach dem Verwendungszweck und Einteilung
nach der Ausgangsleistung.

Wir unterscheiden

a) Vorverstärker für
Mikrophone, Ton¬
abnehmer usw.

b) Verstärker für die
Wiedergabe in Wohn-
räumen

c) Verstärker für Laut¬
sprecheranlagen und
zur Anodenmodulation
von Amateursendern

— sehr kleine Leistung,
große Spannungsverstär¬
kung;

— Leistung bis zu max.

10 W, Spannungsverstär¬
kung etwa 100 (bezogen
auf Anode der Endröhre
[n]);

— Leistung 10 bis 100 W,
Spannungsverstärkung
wie unter b).

Bild 1. Moderner 10-W-Einsehubverstärker des VEB Funkwerk
Köpenick

Darüber hinaus gibt es Großverstärkeranlagen, beson¬
ders hochleistungsfähige NF-Stufen (einige 100 kW) zur
Modulation von Großsendern, oder Verstärker für
spezielle Anwendungsgebiete, die uns jedoch hier nicht
interessieren: Für unsere Zwecke genügt die Einteilung
a) bis c) vollkommen.

Besonders für Verstärker unter b), zuweilen aber auch
bei Geräten unter c) gilt dies; hier sind oft ein bzw.
mehrere Vorverstärker gemäß a) bereits eingebaut. Das
hat Vor- und Nachteile. Für den Laien ist es natürlich
bequem, wenn er ein einziges Gerät besitzt, das „alles
besorgt“. Auch die lästigen Zwischenverbindungen fal¬
len bei einem derartigen Universalverstärker fort.

Dem stehen die Vorteile der Einzelverstärker gegen¬
über: Jedes Gerät kann im Bedarfsfall allein verwen¬
det werden. Bei Umbauten oder Erweiterung der
Anlage (ein Fall, der sich beim Amateur oft ergibt) er¬
leichtert diese Lösung die Arbeit. Für die kommerzielle
Technik kommt hinzu, daß bei Ausfall und Reparaturen
nicht die gesamte Anlage stillgelegt, sondern nur ein
Teil ausgewechselt werden muß (z. B. Einschubverstär¬
ker nach Bild 1 im Gestell). Das ist für den Amateur
allerdings von untergeordneter Bedeutung, denn er
braucht im allgemeinen nur einen Verstärkersatz.

Beide Bauarten haben somit ihre Berechtigung, und es
gilt, vor dem Bau einer Verstärkeranlage die technischen
und ökonomischen Argumente für oder gegen die Ein¬
zel- oder Universal Verstärker abzuwägen.

Ein technischer Vorteil der Einzelverstärker kommt be¬
sonders bei Verstärkern mit großer Leistung entspre¬
chend c) unserer Einteilung hinzu: Es macht oft Schwie¬
rigkeiten, die Anodenspannungsversorgung von Vorver¬
stärkern und Leistungsstufen genügend zu entkoppeln.
Ungenügende Entkopplung äußert sich aber in Pfeifen
oder „Blubbern“ („motor-boating“).

1.1 Der Frequenzbereich der NF-Verstärker

Der Frequenzbereich, den der NF-Verstärker übertragen
soll, richtet sich in erster Linie nach dessen Verwen¬
dungszweck. Zur Übertragung von Sprache genügt be¬
reits ein Bereich von 300 bis 3400 Hz. Zwar „klingt“ die
übertragene Sprache dann nicht sehr natürlich, doch für
die Verständlichkeit reicht der Bereich aus.

Besser (d. h. mit größerer Wiedergabetreue) ist ein Fre-

Bild 2. Der Frequenzumfang einiger Musikinstrumente

Frequenz in Hz

quenzbereich von etwa 100 bis 8000 Hz, der sogar be¬
scheidenen Ansprüchen bei Musikübertragung genügt.
Der AM-Rundfunk überträgt bereits etwa 50 bis
10 000 Hz, der FM-Rundfunk (UKW) sogar 30 bis
16 000 Hz. Der zuletzt genannte Umfang dürfte allen
Ansprüchen bei Musikübertragungen gerecht werden.
Für ihn sollte man grundsätzlich alle Tonfrequenzver¬
stärker auslegen (Ausnahme: Modulationsverstärker für
Amateursender o. ä.).

Bild 2 zeigt den Frequenzumfang der wichtigsten
Musikinstrumente. Grundsätzlich können wir uns mer¬
ken, daß die tiefen und mittleren Frequenzen die Melo¬
die eines Musikstückes bilden (Grundtöne), während die
hohen Frequenzen (Obertöne) die Klangfarbe der ein¬
zelnen Instrumente bestimmen.

Bevor man mit dem Aufbau eines NF-Verstärkers be¬
ginnt, muß man sich darüber klar sein, welchen Fre¬
quenzbereich er übertragen soll. Dazu geben die vor¬
stehenden Ausführungen einige Anhaltspunkte. Sie
reichen hingegen nicht aus zur exakten Definition, denn
sie geben keine Auskunft, um wieviel leiser die „Eck“-
Frequenzen gegenüber den mittleren Frequenzen maxi¬
mal sein dürfen oder, technisch ausgedrückt, welcher
Leistungs- bzw. Spannungsabfall bei den Eckfrequen¬
zen, d. h. an der unteren und oberen Begrenzung des
Übertragungsbereiches, gegenüber der Bezugsfrequenz
auftreten darf.

Wer schon einmal mit der NF-Technik zu tun hatte,
kennt den früher in diesem Punkt oft verwendeten Be¬
griff der Grenzfrequenz.

Bei dieser durfte die Spannung am Ausgang auf
70,7 Prozent der Spannung bei 800 bzw. 1000 Hz, also
um 3 dB, abgefallen sein, wenn die Eingangsspannung
über den gesamten Übertragungsbereich konstant ge¬
halten wird. Unseren heutigen Ansprüchen erscheint
dieser Abfall entschieden zu groß. Bei hochwertigen
Studioverstärkern wird heute für die Eckfrequenzen ein
Abfall auf 90 bis 99 Prozent der Spannung bei der Be¬
zugsfrequenz, also um 0,1 bis 1 dB, zugelassen.

Auch wir wollen davon ausgehen, daß nur etwa 5 Pro¬
zent (0,5 dB) als größter Abfall zugelassen sind.

Statt der unbequemen Rechnung mit den Faktoren
rechnet man lieber mit dem Dämpfungsmaß Dezibel
(Tabelle im Anhang). Dazu bildet man das Verhältnis

N 1 /N 2 bzw. U 1 /U 2 , wobei der erste Wert stets der größere
ist, d. h., der Bruch wird größer als 1, Es ist dann
b in dB = 10 log N 1 /N 2 bzw. 20 log U 1 /U 2 .

Zur Kennzeichnung einer Dämpfung wird ein Minus¬
zeichen vor den dB-Wert gesetzt. Der Vorteil hierbei
ist, daß man die verschiedenen Abfälle (bei der gleichen
Frequenz) nur zu addieren braucht, um den Gesamtab¬
fall zu erhalten.

Beispiel: Die Frequenzabhängigkeit eines Platten¬
spielers betrage ± 1 dB, die des Vorverstärkers ± 0,2 dB,
die des Endverstärkers + 0,8 dB. Wie groß ist der Ge¬
samtfrequenzgang der Anlage (ohne Lautsprecher)?
Lösung: 1 + 0,2 + 0,8 = 2,0 dB.

Das ist der größte Wert, der auftreten kann, denn meist
liegen die Frequenzgänge nicht alle in der gleichen
Richtung (d. h. nach Minus oder Plus). Im linearen Maß¬
stab (Tabelle im Anhang) ausgedrückt, bedeutet das:
Die übertragene Spannung kann maximal die Werte 0,8
bis 1,26 des Sollwertes (bei 1000 Hz) erreichen!

Unter dem Begriff des „Frequenzganges“ versteht man
die Abfälle der Ausgangsspannung bei den Eckfrequen¬
zen gegenüber der Spannung bei der Bezugsfrequenz.
Sie werden in der Fachliteratur als „lineare Verzerrun¬
gen“ bezeichnet.

1.2 Die nichtlincaren Verzerrungen

In jedem Verstärker entstehen nichtlineare Verzerrun¬
gen, d. h., am Ausgang des Verstärkers treten Frequen¬
zen auf, die am Eingang nicht vorhanden waren. Gehör¬
mäßig wirkt sich das so aus, daß das übertragene
Klangbild nicht mehr natürlich klingt, bei größeren
Verzerrungen klingen die Töne rauh, blechern usw.
Charakteristisch für die nichtlinearen Verzerrungen ist,
daß die neu entstandenen Frequenzen in einem ganz
bestimmten Zusammenhang zu den Originalfrequenzen
stehen, die am Eingang des Verstärkers vorhanden
waren. So entstehen Oberwellen, deren Frequenzen
immer ein ganzzahliges Vielfaches der Originalfrequenz
sind. Eine verzerrte 400-Hz-Frequenz bildet die zusätz¬
lichen Frequenzen 800, 1200, 1600, 2000, 2400 Hz usw.

Als Maß für die nichtlinearen Verzerrungen hat man
u. a. den Begriff des „Klirrfaktors“ eingeführt. Er wird
definiert als „das Verhältnis der geometrischen Summe

der Effektivwerte der Grundwelle und Oberwellen“.
Dieses Verhältnis wird mit einer sogenannten Klirrfak¬
tormeßbrücke gemessen.

Außer der Klirrfaktormessung, die ein „Eintonverfah¬
ren“ ist, da jeweils nur mit einer Grundfrequenz ge¬
messen wird, gibt es sogenannte Doppeltonverfahren,
bei denen zwei Frequenzen, die einen bestimmten Ab¬
stand voneinander haben, zur Messung benutzt werden.
Diese Verfahren, die vor allem im Labor angewendet
werden, sind darin begründet, daß Sprache und Musik,
die der Verstärker übertragen soll, Frequenzgemische
sind.

Der Amateur hat selten Gelegenheit, seine Geräte mit
einer derartigen Einrichtung messen zu können, und ist
deshalb meist auf sein Gehör oder — was weitaus ge¬
nauer ist — auf die Beobachtung der Ausgangsspannung
an einem Oszillographen angewiesen. Verzerrungen
über etwa 5 Prozent machen sich in einer deutlichen
Abweichung der Ausgangsspannung von der (idealen)
Sinusform bemerkbar.

Wissenwert ist, daß die einzelnen Bauelemente ver¬
schiedene Oberwellen erzeugen. Trioden erzeugen vor¬
wiegend geradzahlige Oberwellen (2 f, 4 f usw.), Pento¬
den und Übertrager in erster Linie ungeradzahlige Ober¬
wellen (3 f, 5 f usw.). Da die Gegentaktschaltungen die
geradzahligen Oberwellen weitgehend unterdrücken,
ist die Gegentakt-Triodenstufe die verzerrungsärmste.
Leider ist ihr Wirkungsgrad so schlecht, daß man sie
nur selten verwendet.

Der für die Übertragung maximal zulässige Klirrfaktor
richtet sich nach den Ansprüchen und der Art der Über¬
tragung. Tabelle 1 gibt eine Übersicht über die dem
heutigen Stand der Technik entsprechenden Richtwerte.

Tabelle 1: Maximal zulässige Klirrfaktoren
Sprechfunk, Telefon 10 °/o

Lautsprecherübertragung von Reportagen
und Ansprachen 5 e /o

Studiotonbandgerät („über Band“ gemessen) 3 "/o

amplitudenmodulierter Rundfunksender 4 •/«

frequenzmodulierter Rundfunksender 1 "/»

Vorverstärker für Studiozwecke 0.1 bis 0,2 %

hochwertiger Endverstärker 0,5 bis 1.5 •/>

Die Werte beziehen sich auf mittlere Tonfrequenzen
(um 1000 Hz) und auf die maximale Ausgangsspannung
bzw. -leistung. Bei geringerer Ausgangsspannung
(-leistung) nimmt der Klirrfaktor in allgemeinen schnell
ab. Die Frequenzabhängigkeit des Klirrfaktors ist
schwer zu definieren, da im Musik- und Sprachespek¬
trum bei tiefen und hohen Frequenzen niemals die
volle Ausgangsspannung auftritt. Für unsere Zwecke
reicht die Angabe des Klirrfaktors bei mittleren Fre¬
quenzen völlig aus.

1.3 Die Dynamik

Schließt man ein empfindliches Röhrenvoltmeter an den
Ausgang eines (eingeschalteten) Verstärkers an, so mißt
man immer eine, wenn auch sehr kleine Spannung —
selbst wenn der Eingang des Verstärkers kurzgeschlos¬
sen ist. Man bezeichnet diese Spannung, die nutzlos für
die Übertragung ist, als Fremdspannung. Sie
setzt sich vor allem aus dem Netzbrummen und dem
Rauschen der ersten Verstärkerröhren zusammen.

Diese Spannung muß sehr klein sein, damit leise Stel¬
len der Wiedergabe nicht in ihr untergehen. Während
also der lauteste Wiedergabepegel durch die Endlei¬
stung (und damit durch die Aussteuerfähigkeit der End¬
röhren) bestimmt wird, zieht beim leisesten die Fremd¬
spannung die Grenze. Das Verhältnis zwischen beiden
Pegeln bezeichnet man als Dynamik.

Hier kommt uns die Rechnung mit dem Dezibel zugute,
da es sich um sehr große Verhältnisse handelt. Tabelle 2

Tabelle 2: Dynamik einiger Übertragungen und Darbietungen

logarith- linearer Maßstab
misches Maß (etwa)

Sprache

23 dB

14:1

Tanzmusik

30 dB

32:1

Unterhaltungsmusik

40 dB

100:1

großes Sinfonieorchester
mit Chor

bis 90 dB

32 000:1

Normalrillen-Schallplatten

45 dB

180:1

Mikrorillenplatte

52 dB

400:1

Studio-Tonbandgerät

60 dB

1 000:1

Tonfilm (Lichtton)

40 dB

100:1

ausgezeichneter NF-Verstärker

80 ... 90 dB

10 000 ...

gibt eine Übersicht über die Dynamik verschiedener
Darbietungen bzw. technischer Speicher. In ihr ist neben
der dB-Angabe noch einmal die des linearen Verhältnis¬
maßes angeführt.

Wie aus der Tabelle 2 ersichtlich, wird eine Dynamik
von 70 dB allen Ansprüchen des Amateurs gerecht. Er¬
fahrungsgemäß liegt hier auch die Grenze dessen, was
sich ohne zusätzlichen Aufwand mit einem NF-Verstär-
ker erreichen läßt.

Da das menschliche Ohr nicht für alle Tonfrequenzen
gleich empfindlich ist, mißt man die Fremdspannung
gern über ein entsprechendes „Bewertungsfilter“. Die so
gemessenen Werte werden als „Geräuschspannung“ be¬
zeichnet und stellen ein besseres Maß für die Dynamik
einer Übertragungskette dar. Die Geräuschspannung ist
erfahrungsmäßig um 10 bis 20 dB kleiner als die Fremd¬
spannung desselben Gerätes.

Es ist im übrigen sinnlos — da völlig unwirtschaftlich —,
die Dynamik eines Verstärkers viel größer zu machen
als die der Tonfrequenzquelle. Die Qualität jeder Über¬
tragung wird durch die Eigenschaften des s c h 1 e c h t e¬
sten Übertragungsgliedes bestimmt — das gilt auch in
bezug auf Frequenzabhängigkeit und Klirrfaktor.

2. ALLGEMEINE HINWEISE FÜR DEN SELBSTBAU
VON NF-VERSTÄRKERN

Verbreitet ist die Auffassung, daß NF-Verstärker leicht
zu bauen seien, daß bei ihnen im Vergleich zu den HF-
Stufen in Sendern und Empfängern überhaupt keine
Schwierigkeiten in bezug auf Leitungsverlegung usw.
auf treten können. Das trifft nur sehr bedingt zu.

Sobald es sich um die Verstärkung sehr kleiner Nutz¬
spannungen handelt (wie sie z. B. von einem dynami¬
schen Mikrophon abgegeben werden), sind NF-Verstär-
ker gegen Einstreuungen viel empfindlicher als HF-
Stufen. Unsere Rundfunkgeräte verarbeiten Eingangs¬
spannungen von einigen Mikrovolt bis zu einigen Milli¬
volt. Ein Niederfrequenzverstärker, der die gleichen
Spannungen verstärken sollte, wäre ungeheuer brumm¬
empfindlich. Schon 1 cm unabgeschirmte Leitung kann
das einwandfreie Arbeiten des Verstärkers in Frage
stellen.

Auch die Verlegung der Heizleitung ist in HF-Stufen
relativ unkritisch. In NF-Verstärkern kann sie ein Pro¬
blem werden. In Anfangsstufen für sehr kleine Ein¬
gangsspannungen (unter 5 mV) ist man meist sogar ge¬
nötigt, die Röhre mit Gleichspannung zu heizen! Ent¬
scheidend für die Empfindlichkeit jedes Verstärkers
gegen Einstreuungen ist stets die Verstärkung, die hinter
der betreffenden Stufe folgt.

Bedingt durch die völlig andere Frequenzlage, gibt es
eine Reihe von Gesichtspunkten beim Bau von NF-Ver¬
stärkern, die zu beachten sind. Wir wollen die wichtig¬
sten auf zählen:

1. Alle „heißen“, also NF-Spannung führenden Leitun¬
gen, besonders in den ersten Stufen, sind so kurz wie
möglich zu halten, auch wenn sie abgeschirmt sind.

2. Alle heißen Leitungen über max. 5 cm Länge sind
abzuschirmen (Ausnahme: Anodenleitung, Leistungs¬
stufe).

3. Die Minusleitungen der einzelnen Stufen sind nicht
an Masse zu führen, sondern an eine„Null-Volt-Leitung“
möglichst großen Querschnitts in der Reihenfolge ihrer
elektrischen Funktion (siehe Bild 3a). Die Null-Volt-
Leitung ist am Eingang an einem Punkt mit Chassis
zu verbinden,.

4. Abschirmungen sind dagegen auf kürzestem Wege
und nur am Punkt des kleinsten Nutzpotentials an
Masse zu legen. Abschirmungen von Leitungen sind
gegen zufällige Berührungen mit dem Chassis zu isolie¬
ren (Bild 3b).

5. Der Außenbelag von Koppel- und anderen Konden¬
satoren ist stets an den Punkt des kleineren Potentials
zu schalten.

6. Heizleitungen sind zu verdrillen und weit von NF-
Leitungen zu verlegen. Keinesfalls darf die Null-Volt-
Leitung als Rückleitung für den Heizstrom verwendet
werden.

7. Ausgangs^-, Netz- und Eingangstransformatoren sowie
Siebdrosseln sind nicht unmittelbar nebeneinander an¬
zuordnen, ihre magnetischen Achsen sind um 90° gegen¬
einander zu drehen (Bild 3c).

8. Dem Aufbau und der Schaltung der Eingangsstufe
ist besondere Sorgfalt in bezug auf Einstreuungen zu
widmen.

Netzteil

Diese „eisernen Regeln“ wollen wir beachten. Aus den
Bildern sind bereits eine Reihe von Erläuterungen zu
entnehmen. Dennoch soll die Notwendigkeit der ge¬
trennten Null-Volt-Leitung kurz erklärt werden:

Bild 4. Falsche Verdrahtung im NF-Verstärker

In Bild 4 sehen wir eine Leitungsverlegung, wie sie in
der HF-Technik denkbar wäre. Die einzelnen Ströme
durch das Chassis (punktiert) bewirken jedoch — wie
an jedem anderen Leiter — einen Spannungsabfall. So
ruft der relativ starke Heizstrom der ersten Röhre einen
größeren Spannungsabfall hervor, der geringe Katoden¬
strom einen geringeren usw. Wie sich das auswirkt,
zeigt Bild 5. Der Spannungsabfall des Heizstromes der
ersten Röhre im Chassis wird in die Gitterleitung der

Bild 5. Ersatzschaltbild der Verdrahtung in Bild 4

zweiten Röhre eingekoppelt (Beispiel). Da seine Fre¬
quenz 50 Hz beträgt und er außerdem noch zahlreiche
Oberwellen enthält, hört man ihn im Lautsprecher am
Ausgang des Verstärkers.

Daß dies tatsächlich der Fall sein kann, wollen wir
durch eine kleine Rechnung beweisen:

Angenommen, der Widerstand r x i beträgt 10 mfi (ein
mQ ist der tausendste Teil eines Ohms). Der Heizstrom
der Röhre soll 0,3 A sein. Der Spannungsabfall beträgt
dann

0,3 A • 0,01 Q = 0,003 V = 3 mV.

Bei einer Eingangsspannung von 100 mV an der zweiten
Röhre beträgt dann die eingekoppelte Brummspannung
ein Dreiunddreißigstel und macht sich bereits äußerst
störend in der Wiedergabe bemerkbar.

Außer dem Heizstrom kann auch der Katodenstrom
einer Röhre zu ähnlichen Erscheinungen führen, wenn
die Verstärkung längs des gemeinsamen Chassisstückes
groß genug ist.

Deshalb trennt man Chassis und Null-Volt-Leitung und
führt die einzelnen Stufen streng der Reihenfolge nach
an die Null-Volt-Leitung. Diese wird so mit dem Chas¬
sis verbunden, daß dort, wo der Verstärker am brumm¬
empfindlichsten ist, die kleinste Spannungsdifferenz
zwischen ihr und dem Chassis entsteht, also am Eingang.
Ein Wort noch zur Erdung beim Vorhandensein mehre¬
rer Geräte (Plattenspieler, Vorverstärker, Endverstärker
o. ä.). Hier kann man auf zweierlei Art verfahren:

Die Serienerdung. Ein Metallchassis wird mit dem ande¬
ren verbunden, der Anschluß an die Erdleitung erfolgt
am empfindlichsten Gerät (hier am Plattenspieler).

Die Sternerdung. Hierbei wird jedes Metallchassis ge¬
trennt mit der Erdleitung an einem „Sternpunkt“ ver¬
bunden.

In beiden Fällen ist die Abschirmung der Verbindungs¬
leitungen nur am Eingang des folgenden Gerätes zu
erden (Beispiel: Leitung vom Plattenspieler zum Vor¬
verstärker, Abschirmung an Vorverstärkerchassis usw.).
Keinesfalls darf eine Leitungsabschirmung als Erdver¬
bindung von zwei Geräten verwendet werden, weil
sonst die Erdströme ein Brummen in die Leitung indu¬
zieren; man würde also genau das Gegenteil dessen er¬
reichen, was durch die Abschirmung beabsichtigt war.
Zur Erdung einer größeren Anlage empfiehlt es sich,

ein Blockschaltbild aufzustellen und Abschirmungsver¬
bindungen und Erdanschlüsse nach den oben erläuter¬
ten Grundsätzen einzuzeichnen und dann auszuführen.
Man spart so eine Menge Arbeit und Mühe.

2.1 Die frequenzabhängigen Glieder des Verstärkers

In allen Verstärkern gibt es — gewollt oder ungewollt
— frequenzabhängige Glieder, die den Übertragungsbe¬
reich (siehe S. 2) begrenzen. Neben dem Ausgangsüber¬
trager sind dies vor allem Kapazitäten. Zur Dimensio¬
nierung der einzelnen Glieder muß man die gesamte
zugelassene Frequenzabhängigkeit des Verstärkers auf
die einzelnen frequenzabhängigen Glieder aufteilen, da
sich ihr Einfluß summiert. Bei tiefen Frequenzen wird

Bild 6. Das Kopplungsglied R g /C g ist für die Übertragung der
tiefen Frequenzen entscheidend

der Übertragungsbereich durch den Einfluß von Kopp¬
lungskondensatoren zwischen den einzelnen Stufen und
den auf sie folgenden Widerständen (Gitterableitwider-
ständen) begrenzt (Bild 6). Den Abfall bei der tiefsten
Übertragungsfrequenz berechnet man mit

A =

oder den Kopplungskondensator bei bekanntem Abfall
mit

C g =

]/(A-R g ) 2 -V- 2 ^f u '

Hierin bedeuten: R g = Gitterableitwiderstand in Q,

Cg = Kopplungskondensator in pF,

A = Abfall am RC-Glied U 2 /U 1 ,
also größer als 1.

Da das Rechnen umständlich ist, sei auf die Kurven im
Anhang hingewiesen, mit denen sich R g und C g rasch
bestimmen lassen.

Beispiel: Der Gitterableitwiderstand einer Stufe be¬

trägt 1 MQ. Wie groß muß der Kopplungs¬
kondensator C g sein, wenn die Spannung bei
30 Hz nur um etwa 1 Prozent gegenüber der
Spannung bei mittleren Frequenzen abge¬
fallen sein darf?

10 12

Lösung: C g = —— ..

]/(1,01 - 10 6 ) 2 -(10 6 ) 2 - 6.28 -30

= 3,76 • 10 4 pF 38 nF.

Man wählt den nächstgrößeren Normwert 50 nF.

Außer dem Koppelglied hat auch der Kondensator
parallel zum Katodenwiderstand einen Einfluß. Seine
Berechnung ist nicht ganz so einfach. Wir verwenden
die Faustformel

^ 5,7 • S • 10 -
= 2x-f

Hierin ist für S die Steilheit der Röhre in mA/V einzu¬
setzen. Den Kondensator erhält man in F.

Beispiel: Wie groß wählt man den Katodenkonden¬
sator der Röhre EL 95 für die untere Über¬
tragungsfrequenz 50 Hz?

Lösung: Die Steilheit der EL 95 beträgt 5 mA/V (Röh¬

renkatalog), daraus die Mindestgröße für Ck:

5 7-5-10-3

C k = . x -. — = 9 • 10-5 F 90 nF.

6,28 • 50

Man macht den Kondensator mindestens 100 (J.F groß,
besser sind 250 |xF.

Auch der Schirmgitter-Entkopplungskondensator in den

Vorstufen trägt zur Frequenzabhängigkeit der Verstär¬
kung bei tiefen Frequenzen bei. Wir rechnen mit der
Faustformel

wobei sich beim Einsetzen des Schirmgitterwiderstandes
R g 2 in M£i, der Wert des Schirmgitterkondensators C g 2
in gF ergibt.

Beispiel: Eine Röhre EF 86 wird mit Ub = 100 V,
R s2 = 1,2 MQ, R a = 0,3 MQ betrieben. Wie
groß muß C g 2 für eine tiefste Übertragungs-
frequenz von 30 Hz bemessen werden?

Lösung: C g 2 = —= 0,044 uF.

30 • 1,2

Man wählt den Schirmgitterkondensator mindestens
50 nF, auch hier ist eine großzügige Bemessung zu
empfehlen (0,1 j.iF oder größer).

Bild 7. Die für die Übertragung der hohen Frequenzen wich¬
tigen Größen

Wesentlich einfacher ist die Berechnung des Verstär¬
kungsabfalles bei der oberen Frequenzgrenze. Hier ist
(Bild 7) die Parallelschaltung von R; und R a sowie von
R g der Folgeröhre und die Summe von c a , c e der Folge¬
röhre und der Schaltkapazität c se h von Bedeutung,
ca ist aus der Röhrentabelle bzw. einem Röhrenbuch zu
entnehmen, ebenso kann man für c e bei Pentoden den
Wert dort entnehmen; bei Trioden ist zu diesem Wert
die Größe c a g (1 + V) zu addieren.

Wir fassen die einzelnen Glieder zu R p und Cp zusam-

men. Dann berechnet sich der Verstärkungsabfall A zu:

bzw. die zulässige Kapazität C p :

1/a 2 — 1 ■ 10 12

Rp-2rf 0

(Rp in Q und C p in pF). A ist wieder der Abfall U 2 /U 1 ,
hier gilt er allerdings für die obere Übertragungs¬
frequenz.

Als Erfahrungswert für die Schaltkapazität c sc h kann
man (bei sorgfältiger Verdrahtung und kurzen Leitun¬
gen) 20 bis 30 pF einsetzen.

Beispiel: Wie groß ist der Abfall bei 15 kHz bei einer
Röhre E(C)C 33 mit V = 45 u nd R a =
0,25 Mö?

Lösung: Aus der Röhrentabelle entnehmen wir die

Werte Ri^löOkQ (im Arbeitspunkt), c a =
0,5 pF, Ce = 1,5 pF, c a? = 1,7 pF. Den Gitter-
ableitwiderstand der Folgestufe vernachläs¬
sigt, erhält man für R p

_250_-_JL50
250 + 150

~ 94 kQ.

Cp ist dann mit c S ch = 25 pF
Cp = 0,5 + 1,5 + 2,5 + 1,7 (1 + 45) = 105,2 pF.

Folglich

105,2 ■ 94 ■ 10 -6,28 15 • 10
10 “

+ 1 = 1,36.

Die Spannung wäre um den Faktor 8,1, d. h. 18,2 dB, ab¬
gefallen!

Auch der Ausgangsübertrager hat einen Einfluß auf die
hohen Frequenzen, auf die noch eingegangen wird.
Genau wie bei den frequenzabhängigen Gliedern für die
tiefen Frequenzen ergibt sich der gesamte Verstärkungs¬
abfall des Verstärkers bei f 0 aus dem Produkt der Ver¬
stärkungsabfälle A der einzelnen Stufen.

3. DER VORVERSTÄRKER

Um uns einen Begriff zu machen, welche Eingangsspan¬
nung der Vorverstärker erhält, betrachten wir die
Spannungen der möglichen Tonfrequenzquellen:
dynamisches Mikrophon (Tauchspulen¬

mikrophon) ohne Übertrager
Kondensatormikrophon
(mit eingebauter erster Stufe)
Kristallmikrophon
magnetischer Tonabnehmer
ohne Übertrager
mit Übertrager
Kristalltonabnehmer

i) Bei Besprechung in normalem
mittlerer Lautstärke.

0,1 bis 0,3 mV 1 )

1 bis 4 mV 1 )
0,5 bis 2 mV 1 )

10 bis 20 mV
200 bis 500 mV
800 bis 1600 mV
Abstand (etwa 50 cm) und

Alle diese Spannungen sollen auf einen Pegel verstärkt
werden, der gegen Brummeinstreuungen relativ
unempfindlich ist und zur Aussteuerung des nachfol¬
genden Verstärkers ausreicht.

Hier beginnt die Schwierigkeit. Die Angabe des letzten
Abschnittes ist nicht eindeutig. Wieviel Volt soll der
Vorverstärker abgeben? In der kommerziellen Studio¬
technik, so z. B. beim Rundfunk, gibt es genormte Pegel.
Man könnte also — in unserem Falle — die Verstärker
für die Ausgangsspannung 1,55 V auslegen. Für einen
etwaigen nachgeschalteten Verstärker kleiner oder gro¬
ßer Leistung ist dies zweckmäßig. Viele Amateure
benötigen jedoch lediglich eine Spannung, die ausreicht,
um den Tonabnehmereingang ihres Rundfunkgerätes
auszusteuern. Hierfür genügen bereits etwa 100 mV.

Wir wollen für beide Fälle Schaltungen angeben, die
Wahl bleibt jedem selbst überlassen.

3.01 Warum Vorverstärker?

Neben der Verstärkung der Quellenspannung auf einen
bestimmten Pegel haben die Vorverstärker oft noch
einen anderen Zweck zu erfüllen: den der Impedanz¬
wandlung.

Unsere Vorverstärker besitzen alle einen hochohmigen
Eingang, belasten also die Tonfrequenzquelle möglichst
wenig. Dennoch spielt der Innenwiderstand der Quelle
noch eine Rolle.

Gesetzt den Fall, zwischen der Tonfrequenzquelle (bei¬
spielsweise einem Kristalltonabnehmer) und dem Ver¬
stärker wäre ein längeres Leitungsstück (einige Meter)
erforderlich. Obwohl in dem gewählten Fall die Quelle,
nämlich der Kristalltonabnehmer, eine relativ hohe
Spannung abgibt, können wir die Leitung nicht „offen“,
also unabgeschirmt, verlegen, weil sie sonst Einstreu¬
ungen einfangen würde, die Wiedergabe wäre ver-
brummt. Hochohmige Leitungen sind bekanntlich be¬
sonders brummempfindlich.

Bild 8. Zum Einfluß des Innenwiderstandes der NF-Quelle auf
die kapazitive Brummeinstreuung in die Zuleitung

Betrachten wir die Ersatzschaltung im Bild 8. Der Innen¬
widerstand schließt die Leitung über eine (gedachte)
hochohmige Koppelkapazität mehr oder weniger kurz:
Ist der Innenwiderstand hochohmig, wird eine höhere
Brummspannung eingestreut als bei niederohmigem
Innenwiderstand.

Der Gedanke liegt nahe, einfach die Leitung abzuschir¬
men. Das Brummen verschwindet dann auch — die
hohen Frequenzen in der Wiedergabe aber leider eben¬
falls. Den Grund hierfür ersehen wir aus der Ersatzr-
schaltung in Bild 9. Die Kabelkapazität schließt jetzt
für die hohen Frequenzen dien Innenwiderstand der
Quelle kurz. Ist dieser niederohmig, so kann auch die
Kabelkapazität (bzw. die Kabellänge) größer sein, bis
die gleichen Frequenzen hörbar benachteiligt werden.
Wir ziehen daraus die Schlußfolgerung:

Bild 9. Die Kabelkapazität der abgeschirmten Leitung benach¬
teiligt die hohen Frequenzen

Vorverstärker haben die Aufgabe, die Spannung einer
oder mehrerer Tonfrequenzquellen so weit zu verstär¬
ken, daß sie zur Aussteuerung des folgenden Verstärkers
ausreichen, und die Impedanz der Tonfrequenzquelle
(n) so weit herabzutransformieren, daß eine Leitung
diese nicht unzulässig belastet.

3.02 Impedanzwandler

Betrachten wir gleich den einfachsten Vorverstärker,
den Impedanzwandler. Eine hochohmige Quelle soll
niederohmig „gemacht“ werden, eine Spannungsverstär¬
kung ist nicht notwendig.

Hierzu verwendet man die Katodenstufe bzw. Anoden¬
basisschaltung der Elektronenröhre. Der Eingang solcher
Stufen ist sehr hochohmig, der Ausgangswiderstand
beträgt näherungsweise 1 : S (S = Steilheit der Röhre),
also bei modernen Trioden etwa 160 bis 500 fi.

Bild 10 zeigt eine erprobte Schaltung solcher Anoden¬
basisstufe. Ihre Spannungsverstärkung ist nahezu 1, so¬
lange der Ausgang nicht merklich belastet wird. Um

ECSl

Bild 10. Einfacher Impedanzwandler mit EC 92 in Anodenbasis-
Schaltung

Die Gleichspannung an Ein- und Ausgang fernzuhalten,
dienen die Kondensatoren Ci und C 2 . R 4 verhindert
Ladestöße über den nachgeschalteten Verstärkerein¬
gang, ist jedoch zum Funktionieren der Schaltung nicht
notwendig. Rg und C 3 stellen ein Siebglied für die
Anodenspannung dar, die jedoch bereits ausreichend
gesiebt sein muß.

Eine ähnliche Schaltung läßt sich mit einem Transistor
in Kollektorschaltung verwirklichen. Das ist besonders
dort von Vorteil, wo die Zuführung der Speisespannung
für den Impedanzwandler-Verstärker auf Schwierig¬
keiten stößt (Mikrophon im Gelände). Der transistori¬
sierte Impedanzwandler läßt sich wegen seiner geringen
Größe überall unterbringen, sein geringer Strombedarf
belastet die Batterie kaum (lange Lebensdauer). Bild 11

Bild 11. Impedanzwandler mit Transistor OC 812

zeigt die Schaltung solch eines Impedanzwandlers für
Kristallmikrophone u. ä. mit den einzelnen Werten. 1 )
Der Fall, daß der Vorverstärker nur aus einer Impe¬
danzwandlerstufe besteht, ist jedoch eine seltene Aus¬
nahme. Meistens findet man gleichzeitig eine oder
mehrere Spannungsverstärkerstufen im Gerät.

Oft besteht die Notwendigkeit, die Quellenspannung
vor der Impedanzwandlung zu verstärken (Mikrophon).
Hier ist ein möglichst geringer Aufwand erwünscht.
Bild 12 zeigt eine erprobte Schaltung mit der Doppei-
triode ECC 81, jedoch kann auch eine andere Doppel¬
triode (ECC 85, ECC 88 ) vorteilhaft verwendet werden,

l) Siehe auch „Tonbandaufnahmepraxis“, Band 4 der Broschü¬
renreihe, S. 37.

ECC81

Bild 12. Doppeltriode ECC 81 als Verstärker- und Impedanz¬
wandlerstufe

solange sie eine große Steilheit besitzt. Das „untere“
System arbeitet als Katodenbasisverstärker, als Äußern
widerstand dient die Reihenschaltung von Rs, R 2 und
dem „oberen“ Röhrensystem. Sein Ausgang ist, wie bei
jeder Anodenbasisstufe, niederohmig. Der Vorteil der
Schaltung liegt hauptsächlich in ihrem geringen Anoden¬
strom (beide Röhrensysteme gleichspannungsmäßig in
Reihe) und in der geringen Zahl der benötigten E-Teiie.
Eine dritte Schaltung soll die Ausführungen über den
Impedanzwandler beschließen. Gelegentlich verlangt
man, der Vorverstärker möge eine erdsymmetrische,
niederohmige Ausgangsspannung abgeben bzw. zwei
um 180° verschobene, gleiche Ausgangsspannungen. Da¬
zu eignet sich besonders die Schaltung nach Bild 13. Im
ersten Röhrensystem wird eine Ausgangsspannung (UV)
an der Katode abgenommen. In der Anodenleitung
dieses Röhrensystems befindet sich — im Gegensatz zur
Anodenbasisstufe — ebenfalls ein Arbeitswiderstand
(R 4 ), der annähernd genauso groß ist wie der Wider-

ECCS1

Bild 13. Impedanzwandlerstufe mit Gegentaktausgang

stand in der Katodenleitung. Die Spannung an der
Anode ist gegenüber der an der Katode um 180° gedreht.
Sie wird dem zweiten Röhrensystem zugeführt, das
zwar als Anodenbasisstufe arbeitet, aus Symmetrie-
gründen jedoch ebenfalls einen Widerstand in der
Anodenleitung erhält. Mit dem Potentiometer R-t kann
U a auf gleichem Pegel wde U a ’ abgeglichen werden.

Vor einem Trugschluß sei übrigens gewarnt: Verbreitet
findet man die Ansicht, die Anodenbasisstufe müsse
niederohmig abgeschlossen sein (einige Hundert Q),
wenn man einen niedrigen Ausgangswiderstand
wünscht. Das ist falsch, da der niedrige Ausgangswider¬
stand bereits von der Röhre selbst dargestellt wird (l/'S).
Ein niedriger Arbeitswiderstand bringt nur Nachteile
(verringerte Aussteuerfähigkeit, größere Verzerrungen
usw.).

3.03 Vorverstärkerstufen

Hier entsteht die Frage: Welche Röhre ist als Spannungs¬
verstärker besonders geeignet? Denn jeder möchte

natürlich gern mit möglichst wenig Röhren auskommen!
Die Verstärkung einer Röhre läßt sich aus ihrer Steil¬
heit, ihrem Innenwiderstand und ihrem Durchgriff
(zwei' Größen genügen) für jeden Außenwiderstand be¬
rechnen. Die Röhrengrößen gelten jedoch nur für den
betreffenden Arbeitspunkt und müssen den Röhren¬
kennlinien entnommen werden. Der Amateur verfügt
oft nicht über diese Unterlagen, deshalb sind im weite¬
ren Text die Verstärkungswerte der handelsüblichen
NF-Verstärkerröhren für einige Arbeitspunkte ange¬
geben.

3.04 Gewinnung der Gittervorspannung

Die Gewinnung der Gittervorspannung geschieht in
modernen Verstärkern allgemein durch eine sogenannLe
Katodenkombination (Bild 14). Die Wirkung ist folgende:

Bild 14. „Automatische" Gittervorspannungserzeugung durch
Katodenwiderstand

Der Katodenstrom (Summe von Anoden- und Schirm¬
gitterstrom) durchfließt den Widerstand Ri c und bewirkt
an ihm einen Spannungsabfall. Um diesen wird die
Katode positiv gegenüber der Null-Volt-Leitung. Das
Gitter behält jedoch dieses Potential (für Gleichspan¬
nung). da infolge der leistungslosen Steuerung kein
Gitterstrom fließt und deshalb auch kein Spannungs¬
abfall an Rgi auftritt. Dadurch ist die Katode um den
Betrag Rk • Ik positiv gegenüber dem Gitter, oder — was
auf dasselbe herauskommt — das Gitter ist um dieses
Potential negativer gegenüber der Katode. Es hat also,
bezogen auf die Katode, eine negative Vorspannung,
und das wollten wir erreichen. Wir brauchen nur an
Hand des Katodenstromes den notwendigen Katoden-

widerstand zu berechnen, um die für den gewählten
Arbeitspunkt erforderliche Gittervorspannung zu er¬
halten.

Der parallel zu Rk liegende Kondensator Ck schließt nur
den Katoden Wechsel ström kurz,. Läßt man ihn fort,
so entsteht eine Stromgegenkopplung, die die Verstär¬
kung der Stufe herabsetzt. Um Ck zu berechnen, be¬
dient man sich der Faustformel auf Seite 19.

In Anfangsstufen ist diese allgemein übliche Methode
zur Gittervorspannungserzeugung oft unerwünscht. Die
Katode liegt bei ihr nicht unmittelbar an Null-Volt,
sondern über den Kondensator Ck. Die Wechselspan¬
nung am Heizfaden (meistens 6,3 V) „spricht“ jedoch in
geringem Maße auf die Katode über und wird von Ck
nicht restlos kurzgeschlossen. Man gewinnt deshalb gern
die Gittervorspannung durch Gitterstrom (Bild 15) und
legt die Katode an Null-Volt.

Bild 15. Gittervorspannungserzeugung durch Anlaufstrom im
Gitterableitwiderstand

Die Wirkung dieser Schaltung ist folgende: Schon bei der
Gittervorspannung Null fließt ein (wenn auch sehr
schwacher) Gitterstrom. Dieser ruft in dem sehr hoch¬
ohmigen Gitterableitwiderstand einen Spannungsabfall
hervor, der dem Gitter eine negative Vorspannung er¬
teilt. Mit negativeren Gitterspannungen nimmt aber der
Gitterstrom schnell ab. Es stellt sich ein Gleichgewichts¬
zustand ein, der je nach Gitterableitwiderstand bei etwa
— 0,4 bis — 1,5 V liegt. Ein Kondensator vor dem Gitter
sorgt dafür, daß der hochohmige Gitterableitwiderstand
nicht u. U. durch die niederohmige Quelle kurzgeschlos¬
sen wird. Hierzu dient C g in Bild 15.

3.05 Die Schirmgitterspannung

Ein weiterer Punkt, der beachtet werden muß, ist die
Spannungsversorgung des Schirmgitters. Es muß eine

positive Spannung erhalten, die etwa 0,5 bis 0,7 der
Anodenspannung beträgt. (Hier ist die Spannung an der
Anode gemeint und nicht die Batteriespannung Ub.)
Früher verwendete man einen Spannungsteiler, heute
benutzt man einen sogenannten Schirmgittervorwider-
stand. An ihm fällt, bedingt durch den Schirmgitter¬
strom, eine Spannung ab, die die Batteriespannung auf
die notwendige Höhe vermindert.

3.06 Die Anfangsstufe mit Triode

Die Bilder 16 und 17 zeigen die beiden Grundschal¬
tungen. Sie unterscheiden sich nur durch die Art, wie
die Gittervorspannung gewonnen wird. In beiden Fällen
können statt Einzeltrioden auch Systeme von Doppel¬
röhren verwendet werden, jedoch in Schaltungen nach

Bild 16. Triodenvorstute mit Katodenwiderstand

Bild 16 keine Verbundröhrensysteme mit gemeinsamer
Katode (ECC 91, 6J6).

Folgende Spannungsverstärkungen V u lassen sich nach
Angabe der Röhrenhersteller praktisch erzielen:

Tabelle 3: Spannungsverstärkung moderner Trioden

R, |

R‘ *)

— u i

Typ

b !

k I

a !

V !

Mß

kß

I Mß

m A

EC 92,

E(C)C 81

250

0,1

300

ECC 82

250

0,05

1 000

0,16

3,1

13,5

100

0,05

1 000

0,16

1,3

13,5

250

0,1'

2 000

0,3

1,7

3,4

100

0,1

2 000

0,3

0,7

1,4

250

0,2

4 000

0,7

0,9

3,6

14,5

100

0,2

4 000

0,7

0,4

1,5

14,5

ECC 83

250

0,25

01)

0,5

0,6

100

0,25

0,5

0,15

250

0,5

100

0,5

250

0,25

2 000

0,5

100

0,25

4 000

0,5

250

0,5

4 000

100

0,5

7 000

E(AB)C 80

250

0,3

oi)

0,6

100

0,1

1,3

EC<L) 82

200

0,2

2 200

0,7

0,5

100

0,2

2 700

0,7

0,23

200

0,1

1 500

0,7

0,84

100

0,1

1 800

0,7

0,4

200

0,2

01)

0,7

0,6

100

0,2

0,7

0,2

200

0,1

0,7

100

0,1

0,7

0,4

EC(L) 81

200

0,2

3 000

0,5

1,5

200

0,1

1 600

0,9

1,5

170

0,2

4 000

0,4

1,5

170

0,1

2 000

0,7

1,5

6 J 5,

6 SN 7

250

0,3

8 000

0,5

16,2

250

0,1

4 000

0,5

16,2

100

0,3

10 000

0,5

14,8

100

0,1

5 000

0,5

14,8

180

0,5

01)

0,5

*) R g ' ==• Gitterableitwiderstand der folgenden Stufe,
l) Gitterableitwiderstand 10 Mß, Gittervorspannung durch Git¬
terstrom entsprechend Bild 17.

Die in der Tabelle angeführten Betriebsdaten der Röhren
stellen selbstverständlich nur einige wenige Beispiele
dar. Bei Zwischen werten von Ub bzw. R a läßt sich jedoch
unschwer die erzielbare Verstärkung abschätzen.

Man kann ungefähr damit rechnen, daß der Klirrfaktor
proportional zur Aussteuerung zurückgeht. Beispiel: Ist
die Ausgangsspannung zehnmal so klein, dann wird der
Klirrfaktor der Röhre (bei gleichen Arbeitsbedingungen)
ebenfalls etwa zehnmal so klein. Da die Wechselspan¬
nungen an den Anfangsstufen sehr klein sind (Größen¬
ordnung: Millivolt), sind die Verzerrungen meist zu
vernachlässigen.

Die in der Tabelle aufgeführten Röhren EC(L) 82 und

Bild 18. Pentodenvorstufe mit Katodenwiderstand

Bild 19. Pentodenvorstufe, Gittervorspannung durch

EC(L) 81 werden kaum in Vorverstärkern verwendet,
sondern nur in kleinen Leistungsverstärkern, zur Aus¬
steuerung des Endsystems derselben Röhre.

3.07 Anfangsstufen mit Pentoden

Hier gibt es wieder die beiden grundsätzlichen Möglich¬
keiten zur Gewinnung der Gittervorspannung, die in den
Bildern 18 und 19 gezeigt sind. Folgende NF-Verstär-
kungen mit Pentoden sind in Tabelle 4 angeführt:

Tabelle 4: Spannungsverstärkung moderner Pentoden

Röhre

u b

v 1

Mß

K* a

R ,
g 1

Mß ;

a ;

-V

E(B)F 80

250

0,21)

0,8

1 800

0,7

0,75

0,3

110

250

0,1

0,4

1 000

0,3

1,5

0,5

250

0,21)

02)

0,7

0,75

0,25

160

250

0,1

0,5

0,3

1,5

0,5

110

EF 86

250

0,3

1,5

2 000

0,6

0,1

1,4

210

100

0,3

1,2

5 000

0,2

0,05

1,25

125

250

0,2

1 500

0,9

0,15

1,5

175

100

0,2

3 000

0,3

0,05

120

250

0,2

1,2

02)

0,7

0,9

0,17

190

100

0,2

1,2

0,7

0,3

0,06

120

6 SJ 7

250

0,5

2,2

1 800

1,0

0,4

0,9

256

250

0,25

1,2

1 200

1,0

0,7

216

100

0,5

1,8

4 700

1,0

0,16

131

100

0,25

1,2

2 700

1,0

0,26

125

1) Zusätzlich: R s = 20 kü.

2) R gl = 10 MQ, Gittervorspannung durch Anlaufstrom.

Auch hier gilt sinngemäß das bereits zur Tabelle 3 Ge¬
sagte.

Man sieht, daß mit Pentoden höhere Verstärkungen zu
erzielen sind als mit Trioden. Dem steht allerdings der
Nachteil des größeren Aufwandes gegenüber: Schirm-
gittervorwiderstand, Schirmgitterkondensator. Der letz¬
tere darf nicht zu klein gewählt werden, da sonst die
tiefen Frequenzen benachteiligt werden. (Siehe auch
S. 20.)

3.08 Anfangsstufen mit Kaskoden

Eine Schaltung, die die Vorteile von Triode und Pentode
in hohem Maße vereint, ist die Kaskodeschaltung. Ihre

2 Der prakt. Funkamateur

Verwendung in NF-Verstärkern erfolgte bisher nur ver¬
einzelt, obwohl es keinen stichhaltigen Grund für die
Ablehnung dieser Schaltung gibt (Bild 20). Ihr Aufbau
mit modernen Doppeltrioden läßt sich auf kleinstem
Raum durchführen, ihre Verstärkung ist höher als die
einer Pentode, sie benötigt im Gegensatz zur Pentode
keine Schirmgitterspannung. Besonders in sehr empfind¬
lichen Anfangsstufen bietet sie — auf Grund ihres ge¬
ringen Rauschens — gegenüber der Pentode große Vor¬
teile: Die Rauschspannung einer als Kaskode geschal¬
teten ECC 81 beträgt für eine Bandbreite von 50 kHz (NF)
etwa 1 bis 2 gV.

Die Bilder 21 und 22 geben Aufschluß über die erziel¬
baren Verstärkungen der Röhren ECC 81, 82 und 83 als
Kaskode in Abhängigkeit vom Anodenwiderstand bzw.
der Betriebsspannung.

Zur Wirkungsweise der Schaltung: Das erste Röhren¬
system arbeitet als (normale) Katodenbasisstufe, ihr
Außenwiderstand wird vom folgenden Röhrensystem in
Gitterbasisschaltung gebildet. Dazu muß des Gitter des
zweiten Systems „kalt“ gemacht werden, d. h., eine aus¬
reichend große Kapazität (Größe 0,01 bis 0,1 jxF) schließt
etwaige Wechselspannungen gegen Null-Volt kurz.

Die Verstärkung der Kaskode ist gleich dem Produkt
der beiden Einzelverstärkungen und erreicht deshalb

Kaskoie - Verstärker
Vu = f Mb) f=500Hz=const.

9 *

Bild 21. Kasko denvorstufe, Abhängigkeit der Spannungsverstärkung V von der Betriebsspannung Ui

Kaskodensiuh
■ f (Rg);Rk Parameter
--2301=honst

Bild 22. Spannungsverstärkung der Kaskodenvorstufe mit ver¬
schiedenen Röhrentypen in Abhängigkeit vom Außen¬
widerstand R a

hohe Werte. Der Innenwiderstand ist ebenfalls sehr hoch
und beträgt in den gezeigten Schaltungsbeispielen über
1 MQ.

3.09 Die Gegenkopplung
im Vorverstärker

Nicht nur im Endverstärker findet man heute die Gegen¬
kopplung, auch im Vorverstärker wird sie verwendet.
Während sie jedoch beim Endverstärker in erster Linie
dazu dient, die nichtlinearen Verzerrungen herabzu¬
setzen, erfüllt sie im Vorverstärker andere Zwecke. Die
Verzerrungen können hier meist vernachlässigt werden.
Die Gegenkopplung im Vorverstärker bewirkt in erster
Linie die Stabilisierung der Verstärkung, deren Betrag
so unempfindlicher gegen Röhrenalterungen, Netzspan¬
nungsschwankungen usw. wird. Ein weiterer großer
Vorteil der Gegenkopplung ist, daß sie den Frequenz¬
bereich erweitert, d. h., der Frequenzgang des Verstär¬
kers wird durch sie herabgesetzt. Es lohnt sich immer,
die Verstärkung etwas „großzügig“ zu planen und die
überschüssige Verstärkung zur Gegenkopplung heranzu¬
ziehen.

Bild 23. Stromgegenkopplung über den nichtüberbrückten

Eine einfache Gegenkopplung ist die Stromgegenkopp¬
lung über eine Stufe. Zu diesem Zweck wird der Katoden¬
widerstand der Stufe nicht, wie üblich, durch einen
Elko überbrückt (Bild 23). Der Verstärkungsrückgang
berechnet sich dabei zu

-^=l+v-^ ;
v’ R a

v ist hierbei die Verstärkung ohne, v' die Verstärkung
mit Gegenkopplung. Die Bedeutung von R a und Rk zeigt
Bild 23, es ist zu beachten, daß für Rk nur der nicht
kapazitiv überbrückte Katodenwiderstand (oder dessen
nicht kapazitiv überbrückter Teil) eingesetzt werden
darf.

Da der zur Erzeugung der Gittervorspannung notwen¬
dige Katodenw T iderstand meist sehr klein gegenüber R a
ist, läßt sich die Gegenkopplung durch die Schaltung
nach Bild 24 vergrößern. Zur Gewinnung der Gitter¬
vorspannung dient Rki, für die Gegenkopplung ist die
Summe Rki + Rk 2 maßgebend.

Auch bei Pentoden läßt sich die Stromgegenkopplung
über eine Stufe verwirklichen, hier empfiehlt sich, den
Schirmgitterkondensator nicht an Null-Volt, sondern an

Bild 24. Vergrößerung der Stromgegenkopplung durch Unter-
teilung von

die Katode zu führen, damit der Schirmgitterwechsel¬
strom nicht über die Katode fließt (Bild 25).

Beispiel: Eine Röhre ECC 83 arbeitet mit Ub = 100 V,
R a = 250 kfi, Rk = 4 k£l. Ihre Verstärkung
beträgt 50 (lt. Tabelle 4). Wie groß ist die
Verstärkung bei nicht kapazitiv überbrück-
tem Katodenwiderstand?

Lösung:

— = l + 50
v

4 • 10 3
2 • 5 • 10 5

1 , 8 ;

V ’ = P = 27 ’ 8 -

Zur Stromgegenkopplung über eine Stufe ist noch zu
bemerken, daß sie in sehr empfindlichen Vorstufen nicht
bei allen Röhren angewendet werden kann. Der Grund
dafür ist, daß durch den nicht überbrückten Katoden¬
widerstand eine Brummspannung, die durch den Heiz¬
faden in der Katode induziert wird, nicht gegen Masse
kurzgeschlossen werden kann. Röhren, die diese Eigen¬
schaft haben, sind z. B. die ältere 6 SN 7 bzw. 6 H 8 M
und die 6 J 5. Moderne Novalröhren neigen im allge¬
meinen nicht dazu.

Andere Gegenkopplungsschaltungen werden bei den
Endverstärkern besprochen, sie lassen sich natürlich im
Prinzip auch bei Vorverstärkern an wenden.

3.10 Die Lautstärkeregelung

In Anlagen mit getrennten Vor- und Endverstärkern
nimmt man die Lautstärkeregelung stets im Vorver¬
stärker vor. Dazu wird an einer geeigneten Stelle der
Schaltung ein Potentiometer (regelbarer Spannungs¬
teiler) eingefügt, das die Tonfrequenzspannung von Null
auf einen Maximalwert kontinuierlich regelt. Da das
menschliche Ohr Lautstärkeunterschiede logarithmisch
empfindet (Weber-Fechner-Gesetz), verwendet man
Potentiometer mit logarithmischer Regelkurve.

In welcher Stufe wird geregelt? Als Faustregel kann
man davon ausgehen, daß der Pegel vor dem Potentio¬
meter bereits 100 mV betragen soll. Das bedeutet, daß es
vor der Stufe angeordnet ist, auf die die Endröhre folgt.
Bei Kristalltonabnehmern sitzt also der Lautstärke-

regier unmittelbar am Verstärkereingang. Würde der
Regler hier hinter der ersten Stufe folgen, so wäre diese
unter Umständen bereits übersteuert, d. h. würde unzu¬
lässig hohe Verzerrungen erzeugen.

Bei Mikrophoneingängen ist die Spannung zu gering,
um sie sofort dem Regler zuzuführen. An solchen Stellen
des Verstärkers legt man bekanntlich Wert auf möglichst
kurze und abgeschirmte Leitungen. Das ist jedoch nicht
möglich, wenn ein Potentiometer (schaltungsmäßig, nicht
in bezug auf den mechanischen Aufbau) an dieser Stelle
sitzt. Außerdem liegt hinter dem Regler stets die volle
Verstärkung, was man im Interesse der Fremdspan¬
nungsdynamik gern vermeidet.

Man führt deshalb die Mikrophonspannung zunächst
einer — oder mehreren — Vorverstärkerstufen zu, bis sie
auf 100 bis 500 mV verstärkt ist, und dann erst dem Laut¬
stärkeregler. Allerdings darf dann an den Eingang
keine andere Quelle angeschlossen werden, die eine
höhere Spannung abgibt, da sonst die ersten Stufen
übersteuert werden.

Beispiel: Ein Vorverstärker ist für den Anschluß
eines dynamischen Mikrophons ausgelegt (Spannung
etwa 0,2 mV). Zwei Vorverstärkerstufen mit je 50facher
Verstärkung, die durch ein Potentiometer geregelt wird,
bringen die NF-Spannung auf einen Pegel von 500 mV.
Würde man statt des dynamischen Mikrophons einen
Kristalltonabnehmer (U 0,5 V) an den Eingang schlie¬
ßen, so würde die erste Verstärkerstufe bereits etwa
25 V abgeben (große Verzerrungen), die zweite wäre
völlig übersteuert und könnte nicht mehr arbeiten.
Gelegentlich ist der Vorverstärker nicht in der „Verstär¬
kerzentrale“ untergebracht (Mikrophonvorverstärker,
lange Leitung), so daß die Lautstärkereglung am Ein¬
gang des Endverstärkers erfolgen muß. In solchen Fällen
ist es zweckmäßig, den Verstärkungsgrad des Vorver¬
stärkers durch einen Umschalter (Gegenkopplung, Span¬
nungsteilung) in groben Stufen veränderlich vorzu¬
sehen (z. B.: 10 — 30 — 100), um ihn universeller einsetzen
zu können.

Zur Schaltung des Potentiometers selbst: Der Schleifer
liegt stets in Richtung Verstärkung (Bild 26a), nicht um¬
gekehrt (Bild 26b), da sonst der Regler die Tonfrequenz¬
quelle mehr oder weniger kurzschließt. Potentiometer
sollten niemals als Gitterableitwiderstand verwendet

werden (Bild 26c), da sonst Kratzgeräusche — auch bei
neuen Potentiometern — unvermeidlich sind. Ist eine
gleichspannungsmäßige Trennung einmal nicht möglich,
so empfiehlt sich, zwischen Gitter und Null-Volt-Leitung
der folgenden Röhre einen hochohmigen Widerstand
(etwa 5 MQ) zu schalten, das vermindert die Kratz¬
geräusche des Potentiometers.

Natürlich sind Lautstärkeregler stets so anzuschließen,
daß eine Drehung des Potentiometerschleifers in Uhr¬
zeigerrichtung eine Lautstärkezunahme bedeutet.

Bild 26. (a) Richtige und (b, c) falsche Schaltung des Lautstärke¬
reglers

3.11 Mischregler

Oft besteht der Wunsch, die Tonfrequenzspannungen
verschiedener Quellen beliebig mischen zu können
(Sprache vom Mikrophon, Musik von Platte, Geräusche
vom Tonband usw.). Das darf nicht so geschehen, daß
die Schleifer der verschiedenen Lautstärkeregler einfach
miteinander verbunden werden, weil ein „zugedrehter“
Regler den Verstärkereingang (für alle Quellen) kurz¬
schließt. In der Studiotechnik gibt es spezielle Vierpol¬
regler, die für unsere Zwecke jedoch zu teuer und auf¬
wendig sind.

Um die gegenseitige Beeinflussung der Regler herabzu¬
setzen, schaltet man in Reihe mit den Schleifern je einen
Widerstand, dessen Wert etwa 0,2 bis 1,0 von dem des

Potentiometers beträgt (Bild 27). Man kann jetzt die
Regler einzeln bedienen, ohne die Tonfrequenzspannung
kurzzuschließen. Jedoch ist eine hörbare Beeinflussung
immer noch vorhanden. Das macht sich besonders beim
Einblenden von Sprache in Musik (untermalte Zwischen¬
ansage) unangenehm bemerkbar.

Bild 27. Einfache Mischschaltung für drei Eingänge (siehe Text)

Dieser Effekt läßt sich durch die Entkopplung der ein¬
zelnen Regler durch je ein Röhrensystem vermeiden.
Die Anoden der Röhren sind zusammengeschaltet, die
Regelung der Quellen erfolgt in den Gitterkreisen.
Allerdings ist diese Schaltung am günstigsten mit Pen¬
toden (oder Kaskoden), da Trioden sich wegen ihres
kleinen Innenwiderstandes sehr stark belasten würden,
d. h., ihre Verstärkung verringert sich sehr.

Bild 28 zeigt die Schaltung einer praktisch ausgeführten
Mischeinrichtung für sechs Eingänge, wobei von den
unteren vier Eingängen je zwei auf das gleiche Röhren¬
system arbeiten.

Abschließend sei noch auf eine Mischschaltung hinge¬
wiesen, die die Vorteile der elektronischen Entkopplung
der Regler mit geringem Aufwand vereint.

Mischröhren mit zwei Steuergittern, also beispielsweise
die E(C)H 81, werden von zwei getrennt regelbaren Ton¬
frequenzquellen angesteuert (ESild 29). Zu beachten ist
allerdings, daß die Verstärkung der Spannung am
Gitter 1 größer ist als die am Gitter 3. Außerdem darf

Bild 28. Mischverstärker für sechs Eingänge

die Tonfrequenzspannung am Gitter 1 nicht groß sein
(etwa 10 bis 50 mV), da die Regelkennlinie sonst Ver¬
zerrungen verursacht.

3.12 Schaltungen zur Klangbild¬
beeinflussung

In den Bildern 30 und 31 sind zwei prinzipielle Möglich¬
keiten zur Schwächung der hohen und tiefen Frequenzen
gezeigt. In beiden Fällen darf die „klanggeregelte“ Stufe
nicht durch eine Gegenkopplung überbrückt werden,
weil diese den Frequenzgang wieder linearisieren würde.

Bild 31. Klangreglerschaltung in der Stromgegenkopplung

Jeder Eingriff in den Frequenzgang einer (entzerrten)
NF-Quelle bedeutet im Grunde eine Verfälschung des
Klangbildes. Dennoch mag dieses zuweilen notwendig
sein:

im Empfänger zur Unterdrückung eines Interferenz¬
tones bzw. im Interesse der Verständlichkeit oder um
ungünstigen akustischen Verhältnissen des Wiedergabe¬
raumes entgegenzuwirken.

Im ersten Falle wird man die hohen Frequenzen be¬
schneiden, im zweiten zusätzlich verstärken. Derartige

zur Kohdenstufe oder
zur nächsten Verstärker-

Bild 32. Einfache Vorverstarkerschaltung, V,, etwa 3000

zurKatodensiufe
oder zur nächsten
Verstarkerstufe

9 1,25 t\W0 ul,25

m U st U Mst

-X-X- — ■ 1 oß

Bild 33. Vorverstärkerschaltung mit zwei Kaskodenstufen,
V„ etwa 2000

Untersuchungen muß man an Hand des Objektes und
mit großer Sorgfalt durchführen.

Die in den letzten Jahren in der allgemeinen Rundfunk¬
empfangstechnik Mode gewordenen Klangregister haben
mit natürlicher Wiedergabe nichts zu tun. Sie sind
eine Geschmacksfrage, über die sich (vergebens) streiten
läßt, genauso wie über ihre „wirkungsvollste“ Dimen¬
sionierung.

Weitere Vorverstärkerschaltungen sind in den Bildern 32
und: 33 angegeben.

4. VERSTÄRKER FÜR KLEINE LEISTUNGEN

Verstärker für kleine Leistung werden meist in der End¬
stufe mit Röhren im A-Eintakt-Betrieb betrieben. Da¬
durch bleibt der Wirkungsgrad klein (unter 50 Prozent),
doch kann man das zugunsten der einfachen Schaltung
in Kauf nehmen. Wirkungsgrad heißt: Verhältnis der
abgegebenen Sprechleistung zur zugeführten Gleich¬
stromleistung (input).

linearer ßereich

Bild 34. Der Arbeitspunkt der Endstufe im A-Betrieb

Beim A-Betrieb wird die Röhre symmetrisch um den
Arbeitspunkt auf ihrer Kennlinie ausgesteuert (Bild 34).
Auf diese Art arbeiten auch alle Vorverstärkerröhren.
Die Verzerrungen sind beim A-Betrieb am geringsten.
Bild 35 zeigt die übliche Schaltung für die Eintakt-
A-Endstufe. Die Röhre erhält ihre Gittervorspannung
über die Katodenkombination Rk/Ck, ihr Schirmgitter
liegt meist an der vollen Batteriespannung. Ein kleiner
100-Q/0,1-W-Widerstand in der Schirmgitterleitung

Bild 35. Die Schaltung der Endstufe im A-Betrieb

unterdrückt eine eventuelle Schwingneigung der steilen
Endröhre aut ultrahohen Frequenzen. Dem gleichen
Zweck dient auch der 1- bis 5-kQ-Widerstand Ra in der
Gitterleitung. Beide Widerstände sind ohne Einfluß auf
die Daten der Stufe.

Der schaltungsmäßige Unterschied der Endstufe gegen¬
über den Vorstufen ist der Lautsprecherübertrager im
Anodenkreis. Der Ohmsche Widerstand seiner Primär¬
wicklung ist relativ gering (einige 100 fi), so daß ein
kräftiger Anodengleichstrom fließt. Für den Anoden¬
wechselstrom bildet die Induktivität der Wicklung einen
hohen Widerstand, so daß an ihr eine große Wechsel¬
spannung abfällt.

Die heruntertransformierte Wechselspannung wird an
der Sekundärseite des Übertragers abgenommen und
dem „Verbraucher“ (meist dem Lautsprecher) zugeführt.
Wichtig für das einwandfreie Arbeiten der Endstufen ist
ihre Anpassung. Es genügt nämlich nicht, „irgendeinen“
Übertrager zu verwenden, vielmehr muß er den Laut¬
sprecherwiderstand so in den Anodenkreis transfor¬
mieren, daß ein günstiger Kompromiß zwischen Lei¬
stungsabgabe und Verzerrungen entsteht. Hierzu geben
die Röhrenhersteller für jede Röhre den günstigsten
Außenwiderstand R a an.

Jede Röhre kann — bedingt durch die vom Hersteller
angegebene maximale Verlustleistung N v — nur eine be¬
stimmte Leistung N a abgeben. Dazu benötigt sie eine
bestimmte Gitterwechselspannung U e ~, die von der Vor¬
röhre abgegeben werden muß.

Tabelle 5 gibt eine Übersicht über einige Endröhren und
ihre Daten im A-Eintakt-Betrieb.

Tabelle 5: Die Endstufen im A-Eintakt-Betrieb

Röhre

u b

- U

R k

Q-

a |
W

, U e e ff

E(C)L 82

200

380

5,6

3,5

6,6

170

11,5

230

3,9

3,3

100

200

3,9

1,5

3,8

EL 84

250

5,5

7,5

140

5,5

5,3

4,3

EL 86

170

12,5

170

2,4

5,6

100

6,7

290

2,4

1,9

4,3

EL 95

250

4,5

320

3,0

200

4,2

6,3

230

2,3

4,5

EL 34

265

100

27,51)

i 13,5

120

8,7

E(C)L 81

200

9,61) 6,5

2,4

3,7

6 V 6

250

12,5

250

4,5

6 L 6

250

7,2

170

2,5

6,5

i) Bei Vollaussteuerung.

4.1 Die Gegentakt-A-Endstufe

Schaltet man zwei Endröhren so, daß ihre Steuerspan¬
nungen, bezogen auf ihre Augenblickswerte, entgegen¬
gesetzte Polarität haben, so addieren sich ihre Ausgangs¬
spannungen (Bild 3(i) — man spricht dann von einer
Gegentakt-Endstufe. Die Gegentaktschaltung ist in
mancher Hinsicht günstiger als die Parallelschaltung
zweier Röhren.

Der Ausgangsübertrager enthält zwei Teilwicklungen,
die in entgegengesetzter Richtung von den Anodenruhe¬
strömen durchflossen werden. Bei gleichen Ruheströmen
ist die Gleichstromvormagnetisierung des Übertrager¬
kernes Null, dieser braucht demzufolge keinen Luftspalt
zu enthalten, seine Größe wird nur von der übertragenen
Sprechleistung bestimmt.

Es läßt sich zeigen, daß die in der Endröhre entstehenden
geradzahligen Oberwellen in der Gegentaktschaltung
kompensiert werden — Gegentaktschaltungen sind folg¬
lich klirrärmer als Eintaktstufen mit Röhren im gleichen
Arbeitspunkt.

Wie baut sich eine Gegentaktendstufe auf? Im Falle des
A-Betriebes können wir unsere bisherigen Kenntnisse
voll auf die Gegentaktschaltung übertragen. Der Aus¬
gangsübertrager muß für den doppelten primären An¬
paßwiderstand ausgelegt sein (nicht die doppelte Win¬
dungszahl) und eine Mittelanzapfung auf derPrimärseite

Bild 36. Gegentakt-A-Stufe, R x / a ist der doppelte Wert von R a
in Bild 35

erhalten. Damit ist die Endstufe fertig, und es bleibt nur
übrig, die beiden Sleuerspannungen mit entgegen¬
gesetzter Polarität herzustellen. Im allgemeinen ist
unsere NF-Spannung unsymmetrisch gegen Erde. Da
zwei Spannungen mit entgegengesetzter Polarität gegen¬
einander um 180° phasenverschoben sind, nennt man
Röhrenstufen, die entweder die zweite (phasenverscho¬
bene) Spannung oder zwei um 180° verschobene Span¬
nungen liefern, „Phasenumkehrstufen“.

An Phasenumkehrstufen für Gegentaktverstärker wer¬
den einige Forderungen gestellt:

Die Beträge der beiden Steuerspannungen müssen bei
allen in Frage kommenden Frequenzen gleich groß sein.
Beide Spannungen müssen über den gesamten Frequenz¬
bereich gegeneinander um 180° phasenverschoben sein.
Oft müssen auch die Quellwiderstände der beiden Steu¬
erspannungen gleich groß sein.

Alle Eigenschaften müssen zeitlich konstant sein, d. h.
dürfen sich nicht infolge Alterung, Netzspannungsände¬
rungen usw. (stark) ändern.

Die gebräuchlichsten Phasenumkehrstufen werden im
folgenden angegeben.

4.2 Die Katodynschaltung

Die Katodynschaltung ist die einfachste und „sicherste“
Schaltung zur Gewinnung von zwei Gegentakt-Steuer-
spannungen. Bild 37 zeigt das Prinzip der Schaltung:

Bild 37. Das Prinzip der Katodyn-Phasenumkehrstufe

Die Widerstände Ri und R 2 sind gleich groß, sie dienen
als Arbeitswiderstände. An der Katode folgt die Span¬
nung in ihrer Phasenlage der Gitterspannung (wie bei
der Anodenbasisstufe). An der Anode ist die Spannung
bekanntlich um 180° gegenüber der am Gitter phasen¬
verschoben. Beide Ausgangsspannungen sind demzufolge
entgegengesetzt gepolt, und das verlangen wir von einer
Phasenumkehrstufe.

Da der Anodenwechselstrom der Röhre (der dem Kato¬
denwechselstrom gleich ist) die beiden gleichen Wider¬
stände Ri und Rg durchfließt, sind auch die Ausgangs¬
spannungen gleich groß. Sie bleiben es auch bei Röhren¬
wechsel, Alterung usw.

Beide Ausgangswiderstände sind jedoch verschieden
groß. Wo das stört, kann man katodenseitig einen Wider¬
stand R v (gestrichelt im Bild) einfügen, der etwa gleich
groß wie der Innenwiderstand der Röhre ist.

Da der Widerstand Ri für die Röhre eine starke Strom¬
gegenkopplung darstellt, ist die Verstärkung der Stufe
(bezogen auf jede Ausgangsspannung) etwa 1 (siehe
auch S. 27).

Um möglichst große Ausgangsspannungen zu erhalten,
ist man daran interessiert, die Widerstände Ri und R 2
groß zu machen. Leider ist dies nicht unbegrenzt mög¬
lich. Die Röhrenhersteller geben für jede Röhre einen
Maximalwert für die Spannung bzw. den Widerstand
zwischen Heizfaden und Katode an, der nicht überschrit¬
ten werden darf. Die Bilder 38 und 39 zeigen praktisch
erprobte Katodynschaltungen mit ihren Werten.

EICICS3

Bild 38 und 39. Katodynstufen mit empfohlenen Werten

f men

4.3 Phasendrehende Stufe mit v = 1

Eine andere Möglichkeit, von der heute bei allen großen
Verstärkern Gebrauch gemacht wird, zeigt Bild 40. Das

Bild 40. Zum Prinzip der Phasenumkehrstufe mit v = 1

Röhrensystem R 02 hat nur die Aufgabe, die Spannung
um 180° in ihrer Phase zu drehen und so eine zweite
Steuerspannung zu liefern. Es darf die Spannung nicht
verstärken, damit die beiden Steuerspannuhgen gleich
groß bleiben. Man erreicht das durch einen Spannungs¬
teiler vor dem Gitter (Ri bis R 3 ), der die Spannung um
so viel teilt, wie sie das Röhrensystem R 02 verstärkt.
Darin liegt die Schwäche der Schaltung. Man kann
zwar durch ein Potentiometer die Ausgangsspannung
dier Phasen-„dreh“-Röhre genau einstellen, sie ändert
sich jedoch unter dem Einfluß von Netzspannungs¬
schwankungen und bei Röhrenalterung. Deshalb stabili-

CCCS3

Bild 41. Praktisch ausgeführte Phasenumkehrstufe mit ECC $3

siert man die Verstärkung durch Gegenkopplung, mög¬
lichst durch gemeinsamen Katodenwiderstand mit der
Vorröhre. Um frequenzabhängige Glieder zu sparen,
verwendet man gelegentlich die galvanische Kopplung
zur Vorstufe. Bild 41 zeigt eine praktisch ausgeführte
Phasendrehstufe mit bewährten Werten.

4.4 Die Gegenkopplung im Endverstärker

Heute gibt es keine moderne Endstufe ohne Gegen¬
kopplung. Man erreicht mit ihr

die Verminderung des Klirrfaktors,
frequenzunabhängigere Ausgangsspannung,
geringeren Ausgangswiderstand (bei Spannungsgegen¬
kopplung).

Außerdem vermindert die Gegenkopplung den Einfluß
von Kennlinienstreuungen, was bei Gegentaktschaltun¬
gen besonders erwünscht ist, da ja hier die Kennlinien
beider Endröhren möglichst genau übereinstimmen
sollen.

Warum soll eine Endstufe einen möglichst kleinen
Innenwiderstand aufweisen? Nun, dieser verhindert
das „Hochlaufen“ der Spannung bei — versehentlich —
nicht angeschlossener Last (Lautsprecher). Außerdem
bedampft ein kleiner Ausgangswiderstand die Schwing¬
spule des Lautsprechers, die sonst unerwünschte Ein¬
schwingvorgänge ausführt.

Es ist im Rahmen dieses Heftes aus Platzgründlen leider
nicht möglich, hier die Berechnung der Gegenkopplun¬
gen bis in alle Einzelheiten zu behandeln.

Die einfachste Spannungsgegenkopplung erfolgt über
eine Stufe (meist die Endstufe). Der durch die Gegen¬
kopplung bedingte Verstärkungsrückgang läßt sich nach
folgender Gleichung berechnen:

a ist hierin das Verhältnis der zur GK verwendeten
Ausgangsspannung Ugk zur gesamten Ausgangsspan¬
nung Uav~-

Dieses Verhältnis läßt sich aus dem Spannungsteiler¬
verhältnis des Widerstandsnetzwerkes zwischen Anode
und Gitter der gegengekoppelten Röhre berechnen.

Bild 42 zeigt eine gegengekoppelte Endstufe. Cgk soll

Bild 42. Spannungsgegenkopplung über die Endstufe

einen möglichst kleinen kapazitiven Blindwiderstand
gegenüber dem Gegenkopplungswiderstand Rgk auf-
weisen (also großer Kondensator).

Da durch die GK der Eingangsspannungsbedarf der
Röhre erhöht wird, muß die Vorröhre eine höhere Aus¬
gangsspannung abgeben können. Das ist natürlich nur
in gewissen Grenzen verzerrungsfrei möglich. Deshalb
bezieht man gern die Vorstufe in die GK mit ein und
koppelt von der Anode der Endstufe auf die Katode der
Vorstufe zurück. Bild 43 zeigt die Schaltung. Die Berech¬
nung erfolgt hier zweckmäßigerweise nach

v _ Rk v / 1 RGk\

v< Rk v + Rßk ^ V 2 Ra V J ’

Bild 43. Gegenkopplung über End- und Vorstufe

V 2 ist die Verstärkung der Endstufe, über die anderen
Symbole gibt Bild 43 Auskunft.

In beiden Schaltungen kann man C — da es die Funktion
nicht beeinflußt — fortlassen, wenn man dadurch die
Gleichspannungsverhältnisse der Vorstufe nicht unzu¬
lässig ändert.

Bild 44. Gegenkopplung von der Sekundärseite des Ausgangs¬
übertragers

Für die Gegenkopplung von der Sekundärseite des Aus¬
gangsübertragers aus auf das Gitter der Vorstufe
(Bild 44) geht man zweckmäßigerweise von der Grund¬
gleichung auf S. 53 aus, setzt jedoch für v die mit dem
Übersetzungsverhältnis des Ausgangsübertragers multi¬
plizierte Gesamtverstärkung und für a wieder das Span¬
nungsteilerverhältnis des Gegenkopplungsnetzwerkes
ein.

Erwähnt sei außerdem, daß man durch die Verwendung
von geeignet in das Gegenkopplungsnetzwerk geschal¬
teten Kapazitäten den Frequenzgang des Verstärkers
beeinflussen kann: In den Bildern 42 und 43 bewirkt Cgk
— falls zu klein bemessen — eine Baßanhebung, weil
durch das Ansteigen seines kapazitiven Widerstandes
die Gegenkopplung für tiefe Frequenzen geringer wird.
Macht man Cgk noch kleiner, so kann der Verstärker
sogar als Generator wirken, d. h., er schwingt.

Die Schwingneigung ist übrigens auch der Grund,
warum Gegenkopplungen über drei Stufen nur bei sehr
sorgfältiger Dimensionierung und über vier Stufen nicht
mehr gelingen. Der Amateur mit meist geringen Meß¬
möglichkeiten tut gut daran, nur jeweils über zwei
Stufen gegenzukoppeln.

Bei Eigenentwurf von Gegenkopplungsschaltungen ist zu
berücksichtigen, daß die Gegenkopplungsspannung stets
eine Verkleinerung der Nutzspannung bewirken soll.
Dies ist durch eine kurze Kontrolle auf richtige Phasen¬
lage der Spannungen zu überprüfen.

4.5 Die Ultralinearschaltung

Die sogenannte Ultralinearschaltung ist eine Schirmgit¬
terspannungsgegenkopplung, die sich bei jeder End¬
pentode anwenden läßt. Hier wird — ausnahmsweise —
auch die Ausgangsleistung durch die Gegenkopplung
reduziert. Die Schaltung zeigt Bild 45. Das Schirmgitter

ist nicht, wie allgemein üblich, an Ub, sondern an eine
Anzapfung auf der Primärseite des Ausgangsübertragers
geführt. Dadurch steuert das Schirmgitter „dem Gitter
entgegen“. Wir können uns die Wirkungsweise der Ultra¬
linearschaltung sehr einfach erklären:

Läge das Schirmgitter an der vollen Wicklung des Über¬
tragers, so würde die Röhre als Triode arbeiten, denn
Anode und Schirmgitter wären verbunden. Im anderen
Extremfall läge das Schirmgitter an + Ub, die Röhre
würde als „reine“ Pentode wirken. Bei Anschluß des
Schirmgitters an eine Anzapfung der Trafowicklung
arbeitet die Röhre als ein Zwischending zwischen Triode
und Pentode. Im einzelnen tritt dabei folgendes auf:

a) Der Innenwiderstand der Röhre ist kleiner als in
„klassischer“ Pentodenschaltung.

b) Die Ausgangsleistung ist geringer als in Pentoden¬
schaltung.

c) Die Verzerrungen sind bei Vollaussteuerung kleiner
als in Pentodenschaltung.

Um einen sinnvollen Kompromiß zwischen Verringerung
der Ausgangsleistung und Verringerung des Innenwider-
standes zu treffen, schließt man das Schirmgitter unge¬
fähr bei 1/5 bis 1/3 der Gesamtwindungszahl der Primär¬
wicklung an.

4.6 Spezialschaltungcn der Endstufe

Es gibt einige Spezialschaltungen für die Endstufe, die
gelegentlich auftauchen. Obwohl sie meist einige be¬
merkenswerte Vorteile gegenüber den konventionellen
Schaltungen aufweisen, konnten sie sich bis jetzt nicht
generell durchsetzen.

Die „eisenlose“ Endstufe leitet ihren Namen aus der
Besonderheit ab, daß sie ohne Ausgangsübertrager
arbeitet und demzufolge auch keine Verzerrungen durch
den Übertragerkern aufweist.

Zu diesem Zweck mußte der Anpaßwiderstand mög¬
lichst klein sein, da sich Schwingspulen mit 4 bis 8 kQ,
wie sie der R a der meisten Endröhren verlangt, nur
schwer realisieren lassen. Außerdem ist die übliche
Gegentaktschaltung unbrauchbar, denn es ist schwierig,
die Schwingspule mit einer Mittelanzapfung auszu¬
führen.

Bild 46. Eisenlose Endstufe mit 2 X EL 86

In Bild 46 sehen wir die ausgeführte Schaltung einer
eisenlosen Endstufe mit zwei der für diesen Zweck
speziell entwickelten Röhren EL 86. Mit ihr erreicht man
etwa 5 W Ausgangsleistung bei 10 Prozent Klirrfaktor,
also wenig für den beträchtlichen Aufwand. Durch Ersatz
des Widerstandes Ri durch eine NF-Drossel und ge¬
trennte Einspeisung der Schirmgitterspannung für R 02
(150 V), lassen sich etwa 9 W bei leicht geänderter An¬
passung (R a - 800 Q) erreichen.

Die Gegenparallelschaltung (auch PPP = Push-Pull-
Parallelschaltung genannt) stellt eine Weiterentwicklung
der eisenlosen Endstufe dar. Ihre Wirkungsweise geht
aus Bild 47 hervor. Es sind zwei galvanisch getrennte

Bild 47. Prinzipschaltung des Gegenparallelverstärkers

Netzteile erforderlich, die allerdings in Einweg-Gleich¬
richterschaltung arbeiten können. Der Vorteil der Schal¬
tung ist, daß ihr Anpassungswiderstand (genau wie bei
der eisenlosen Endstufe) nur 1/4 der konventionellen
Gegentaktschaltung beträgt. Außerdem kann man den
Ausgangsübertrager — da die Primärseite keine Gleich¬
spannung gegen Erde führt — als Autotrafo ausführen,
erreicht also eine relativ hohe Qualität mit wenig Auf¬
wand.

Die Gegenparallelschaltung wurde von dem Finnen
T. M. Köykkä entwickelt, die erste praktisch ausgeführte
Schaltung in der DDR wurde von Herrmann und Sachs
veröffentlicht. Bild 48 zeigt die letztgenannte Schaltung.
Zur Vollaussteuerung des Verstärkers genügen etwa
350 mV, die Ausgangsleistung beträgt 12,5 W bei < 0,5

LF8S ECCS3 Elbe

Prozent Klirrfaktor. Der Frequenzgang (über den ge¬
samten Verstärker) liegt bei ± 0,2 dB zwischen 30 und
20 000 Hz.

Weitere Verstärkerschaltungen sind in den Bildern 49
und 50 angegeben.

tan

Bild 49. Kleiner Endverstärker mit Vorstufe, N a etwa 3 W, U e
mindestens 130 mV

+ ®7V £C92+m

Bild 50. Hochwertiger Verstärker für N a etwa 8 bis 10 W vom
VEB Elektroakustik Hartmannsdorf

5. VERSTÄRKER FÜR GROSSE LEISTUNGEN

Im Prinzip sind für den Endverstärker für große Aus¬
gangsleistungen die gleichen Schaltungen anwendbar
wie für den Verstärker kleiner Endleistungien. Es gibt
keine scharfe Trennung zwischen den Begriffen „kleine“
und „große“ Endleistung, die wir willkürlich Vornah¬
men, weil der Verwendungszweck der Verstärker ver¬
schieden ist.

Verstärker für große Leistungen (d.h.über 10 W) werden
vom Amateur selten benötigt. Neben der — gelegent¬
lichen — Beschallung von Sälen und Freiflächen (z. B.
bei Veranstaltungen) benötigt vor allem der Kurzwel¬
lenamateur derartige Verstärker zur Anodenmodulation
seines Senders. In beiden Fällen stellt man an die
Wiedergabequalität nicht die gleichen hohen Forderun¬
gen wie an einen Endverstärker zur Wiedergabe in
W ohnzimmerräumen.

Die Schaltung für Verstärker größerer Leistung wird
(je größer die Endleistung, um so stärker) von der Forde-

Bild 51. Arbeitspunkt der Endstufe im AB-Betrieb

rung nach günstigem Wirkungsgrad bestimmt. Man kann
es sich nicht leisten, mehrere hundert VA Netzleistung
zu „verbraten“, um 20 W Endleistung zu erzielen. Zur
Erhöhung des Wirkungsgrades verwendet man die fol¬
genden Schaltungen:

5.1 Der AB-Gegentaktverstärker

Diese Schaltung — die man gelegentlich auch beim klei¬
neren Endverstärker trifft — weist zwei in Gegentakt
arbeitende Röhren auf. Hier ist der Arbeitspunkt jedoch
nicht wie beim A-Verstärker in der Mitte des gerad¬
linigen Teiles der Kennlinie (siehe Bild 34), sondern
etwas darunter zu finden. Die Bilder 51 und 52 zeigen
den Unterschied der Arbeitspunkte beim AB- und dem
B-Verstärker (den wir später besprechen werden). Es ist
verständlich, daß die Arbeitsweise des AB-Verstärkers
bei Eintaktbetrieb zu Verzerrungen führt, sobald die
Aussteuerung den nichtlinearen Teil der Kennlinie er¬
reicht: Beide Halbwellen würden unterschiedlich ver¬
stärkt werden. In der Gegentaktschaltung kompensieren
sich jedoch diese Verzerrungen, da stets eine Röhre (bei

Bild 52. Arbeitspunkt der Endstufe im B-Betrieb

jeder Halbwelle) die volle Leistung abgibt. Dadurch, daß
die Röhren unterhalb des „A-Arbeitspunktes“ arbeiten,
ist ihr Ruhestrom geringer als im A-Betrieb, außerdem
geben sie eine größere Endleistung ab.

Man unterscheidet gelegentlich beim AB-Betrieb zwi¬
schen der Aussteuerung bis zum Gitterstromeinsatz-
punkt (ABi-Betrieb) und der Aussteuerung bis zu posi¬
tiven Gitterspannungen (AB 2 -Betrieb). Die zweite
Möglichkeit ergibt meist größere Ausgangsleistungen,
erfordert jedoch eine „Gitterwechselleistung“, d. h., die
Aussteuerung der Endstufe kann nicht mehr leistungslos
erfolgen. Das wiederum bedingt natürlich besondere
Schaltungen der Vorendstufe.

Tabelle 6 gibt die Betriebswerte handelsüblicher Röhren
für den AB-Betrieb wieder, die Schaltung zeigt Bild 53.

+ * 4 ,

Bild 53. Prinzipschaltung der Endstufe im AB-Betrieb

Sie unterscheidet sich äußerlich wenig von der Gegen-
takt-A-Schaltung, man beachte jedoch den gegenüber
dem A-Betrieb verschiedenen Anpassungswiderstand!
Interessant bei der Gegentakt-AB-Schaltung ist der ge¬
meinsame Katodenwiderstand der beiden Endröhren. Er
verschiebt bei großer Aussteuerung den Arbeitspunkt
nach negativeren Gittervorspannungen hin, während bei
kleinen Aussteuerungen die Röhren nahezu im A-Betrieb
arbeiten. Für den Praktiker hat diese Schaltung eine
unliebsame Konsequenz: Bei Ausfall einer Röhre (oder
bei deren Entfernung aus dem Verstärker während des
Betriebes) wird die intakte (oder verbleibende) Röhre

zwangsläufig überlastet, da sie jetzt mit wesentlich ge¬
ringerer Gittervorspannung — d. h. größerem Anoden¬
strom — arbeitet.

Tabelle 6: Daten handelsüblicher Köhren
im Gegentakt-AB,-Betrieb

Röhren

U b

1 2
g

R k

R ,

a'a

g/S el£
V

EL 34

3751)

2X95

2 X 22,5

130

3,4

EL 84

250

2X37,5

2 X 7,5

130

300

2X46

2X11

130

250

2 X 42

2 X 8

2602)

14,8

EL 95

250

2 X 26

2 X 7,5

3602)

200

2X20

2 X 5,2

3602)

4,1

4,5

6 L 6

360

2X56

2 X 8,5

250

24,5

6 V 6

250

2X46

2 X 6,5

120

*) U a bei Vollaussteuerung etwa 350 V.
2) Pro Röhre.

5.2 Der B-Gegentaklverstärker

Legt man den Arbeitspunkt der Röhre noch weiter in
Richtung zu negativeren Gittervorspannungen, so ge¬
langt man schließlich zum B-Betrieb: Der Anodenruhe¬
strom ist (nahezu) Null, die Röhre wird nur während
einer Halbperiode ausgesteuert. Durch die Gegentakt¬
schaltung zweier Röhren gelangt man auch hier zum
verzerrungsfreien Arbeiten. Der Wirkungsgrad erhöht
sich (theoretisch!) bis zu 78,5 Prozent.

In der Praxis läßt sich der geschilderte B-Betrieb nicht
so verwirklichen. Da die Röhrenkennlinien nicht die
ideale Form aufweisen (in Bild 52 ausgezogene Linie),
nimmt man einen endlichen Anodenruhestrom in Kauf —
allerdings ist dieser sehr klein. Man könnte natürlich die
Gittervorspannung so weit erhöhen, bis auch der so¬
genannte Anodenschwanzstrom zugesteuert ist, also I a
tatsächlich Null wird. Dabei würden aber die Verzerrun¬
gen bei kleinen Aussteuerungen so groß werden, daß sie
untragbar sinddDeshalb der erwähnte Kompromiß. Die
relativ großen Verzerrungen bei kleinen Aussteue¬
rungen sind übrigens kennzeichnend für den Gegentakt-
B-Verstärker!

Während man früher bei B-Betrieb stets in das Gitter¬
stromgebiet hineinsteuerte (positive Gitterspannung), ist

3 Der prakt. Funkamateur

das bei den modernen Endröhren oft nicht nötig. Man
könnte auch hier — analog zum AB-Betrieb — eine Unter¬
scheidung zwischen Bi- und B 2 -Betrieb treffen. In
Tabelle 7 sind die Daten der wichtigsten Röhren im
B-Betrieb angegeben, dort, wo es sich um die Aussteue¬
rung ins Gitterstromgebiet handelt, ist dies ausdrücklich
(durch Fußnote) hervorgehoben.

Die Gegentakt-B-Endstufe unterscheidet sich — auch bei
leistungsloser Aussteuerung — in einigen Punkten von
der Gegentakt-A- bzw. -AB-Endstufe.

Zunächst ist zu beachten, daß zwischen nichtausge¬
steuerten und ausgesteuerten Röhren eine erhebliche
Anodenstromdifferenz besteht (größer als beim AB-
Betrieb). Der Netzteil muß demzufolge einen möglichst
kleinen Innenwiderstand haben, weil sonst die Anoden¬
spannung bei Aussteuerung absinkt, d. h., die ange¬
gebene maximale Ausgangsleistung wird nicht erreicht.
Als Faustformel für die Anodenstromdifferenz zwischen
nichtausgesteuerter und ausgesteuerter Röhre mag man
sich merken:

Der Anodenruhestrom beträgt etwa 0,2 bis 0,6 des Wertes
bei Vollaussteuerung.

Es empfiehlt sich, keinen Ladeelko im Netzteil, sondern
einen L-Eingang zu verwenden (siehe Kapitel 7), zumin¬
dest niederohmige Netztransformatoren und Gleichrich¬
ter (Ge- oder Si-Elemente, evtl, gasgefüllte Gleichrichter¬
röhren).

5.3 Die Gittervorspannung bei der
Gegentakt-B-Endstufe

Von besonderer Wichtigkeit ist die Gewinnung der
Gittervorspannung bei der Gegentakt-B-Endstufe. Sie
kann nämlich nicht, wie bei Röhren im A- und AB-Be¬
trieb, automatisch, d. h. über einen Katodenwiderstand,
gewonnen werden. Der Grund ist leicht einzusehen:
Ohne Aussteuerung fließt nur ein sehr kleiner Anoden¬
strom. Um den Arbeitspunkt in den unteren Knick der
Röhrenkennlinie zu legen, muß die Gittervorspannung
relativ groß (etwa zweimal so groß wfe im A-Betrieb)
sein. Das bedingt einen großen Katodenwiderstand.

Bei Aussteuerung vergrößert sich der Anodenstrom, die
Gittervorspannung als das Produkt Ik. Rk wächst eben¬
falls an, d. h., der Arbeitspunkt würde hinter den Knick
der Kennlinie rutschen. Die Röhre wäre während eines

Bild 54. Prinzipschaltung der Endstufe im B-Betrieb

großen Teiles der Periode (> 180°) gesperrt, unerträglich
große Verzerrungen wären die Folge.

Deshalb ist ein Kennzeichen aller B-Endstufen die feste
Gittervorspannung (Bild 54). Man kann sie auf verschie¬
dene Art gewinnen. Allgemein haben sich getrennte
Gleichrichter zu diesem Zweck durchgesetzt. Auf dem
Netztrafo — evtl, auf einem kleineren Zusatztrafo — ist
eine der Größe der Gittervorspannung entsprechende
Wicklung aufgebracht, die mit Hilfe eines Gleichrichters
eine gegen Null-Volt negative Spannung erzeugt. Da der
Gitterstrom sehr klein ist, kann die Gittervorspannungs¬
quelle hochohmig sein, und man kommt mit einfachen
(höchstens doppelten) RC-Siebketten aus. Auf alle Fälle
ist es erforderlich, die Gittervorspannung einstellbar zu
machen, zweckmäßigerweise für jede Röhre getrennt.

Außerdem ist folgendes zu beachten: Fällt die Gittervor¬
spannung aus irgendeinem Grunde einmal aus, so ziehen
die Röhren einen hohen Ruhestrom, der sie nach kurzer
Zeit zerstört. Für Anlagen mit B-Endstufen empfiehlt
sich deshalb eine einfache Blockierungseinrichtung, die
die Anodenspannung abschaltet, wenn keine Gittervor¬
spannung vorhanden ist. Bei der Behandlung der Netz¬
teile im Kapitel 7 wird eine einfache Blockierungsein¬
richtung beschrieben.

3 *

5.4 Gegentakt-B-Endstufen mit Gitterstrom

Die Kennlinien einiger — besonders älterer — Endröhren
sind so beschaffen, daß man ins Gitterstromgebiet hin¬
einsteuern muß, um zu einem erträglichen Wirkungsgrad
zu gelangen. Die amerikanische Doppeltriode 6 N 7 wurde
sogar speziell für Gegentakt-B-Endstufen geschaffen,
ihre Gittervorspannung bei Ruhestrom liegt bei 0 Volt.
Besonders unseren Kurzwellenamateuren ist aus Erfah¬
rung bekannt, daß die Aussteuerung bis ins Gitterstrom¬
gebiet eine Steuerl e i s t u n g erfordert. Diese muß
natürlich von der Vorstufe aufgebracht werden. RC-Ver¬
stärker sind dazu wenig geeignet, da an ihrem hoch¬
ohmigen Ausgang bei Leistungsentnahme die Spannung
zusammenbrechen würde, was zu Verzerrungen führt
(Bild 55).

Bitterstromgeb/et

Spannung bricht bei
Einsetzen des ßUfer -
Stromes zusammen

Gittersbomgebiet

Bild 55. Verzerrung beim B 2 -Betrieb durch hochohmige Vor¬
stufe (Steuerspannung bricht bei den Spitzen infolge
Gitterstrom zusammen)

Es gibt verschiedene Möglichkeiten für die Aussteuerung
von Gegentakt-Endstufen mit Gitterstrom. Die älteste —
und zweifellos auch die einfachste — ist die transforma-
torische Ankopplung der Vorstufe, die natürlich in der
Lage sein muß, die Steuerleistung abzugeben (Bild 56).

Man transformiert die Ausgangsspannung der Vorstufe
leicht abwärts (X : 1,5 bis 1:3); so wird eine gewisse
„Anpassung“ erzielt.

Dieser Schaltung haften allerdings einige Mängel an, die
die Pioniere der zwanziger Jahre ernsthaft beschäftig¬
ten. Der Innenwiderstand einer Röhre kann bei größeren
Aussteuerungen nicht mehr als konstant angesehen
werden. Er ist bei der positiven Halbwelle (an der Anode)
kleiner als bei der negativen. Bezogen auf die Vorröhre

bedeutet das, daß die Aussteuerung der beiden End¬
röhren nicht völlig symmetrisch ist, besonders bei
knapper Dimensionierung der Vorröhren. Günstiger
verhält sich die Schaltung entsprechend Bild 57, in der
jede Endstufe ihre transformatorisch angekoppelte Vor¬
stufe hat. Durch geschickte Polung der Übertrager er¬
reicht man, daß die Innenwiderstände der Vorröhren
am kleinsten sind, wenn Güterstrom in der Endröhre
auftritt, d. h. der Belastungswiderstand für die Vorend¬
stufen ebenfalls am kleinsten ist.

Bild 56 und 57. Zwei verschiedene Schaltungen der transfor¬
matorgekoppelten Steuerstufe für B 2 -Betrieb

Da der Gitterstrom in der Endstufe nicht kontinuierlich,
sondern kurzfristig während der positiven Üalbwelle
auftritt, kann er zu gedämpften Schwingungen (Über¬
schwingen) in der Induktivität des Steuertransformators
führen. Das ist natürlich im höchsten Grade uner¬
wünscht, da solche Einschwingvorgänge hörbar sind.
Schon die Rundfunkpioniere halfen sich mit künstlicher
Bedämpfung der Steuertransformatoren, teils als Paral¬
lelwiderstände, teils als Widerstandswicklung des
Transformators selbst. In beiden Fällen muß die in der
Dämpfung vernichtete NF-Leistung von der Vor-End-
stufe aufgebracht werden.

Obwohl die moderne Technik sowohl leistungsfähige
Steuerstufen als auch hochwertige Steuertransformato¬
ren herzustellen vermag, vermeidet man nach Möglich¬
keit die Aussteuerung in das Gitterstromgebiet — und

damit die Probleme der Ansteuerung. Das ist durch
entsprechende Kennliniengebung der Röhren bei klei¬
neren Verstärkern möglich. Moderne Großverstärker
(etwa in den Modulationsstulen eines Großsenders)
kommen freilich nicht ohne Gitterleistungssteuerung
aus.

Bild 58. Leistungsteuerstufe mit Anodenbasissdhaltung

Der Vollständigkeit halber sei noch erwähnt, daß man
prinzipiell die Steuerleistung auch in Anodenbasis-
Steuerstufen aufbringen kann (Bild 58). Diese Stufen
sind hinreichend niederohmig, um die Steuerspannung
bei Auftreten des Gitterstromes nicht zusammenbrechen
zu lassen. Allerdings muß auch der Gitterableitwider-
stand relativ niederohmig sein, wenn man keine NF-
Drossel verwenden will.

Weitere Leistung'sverstärkerschaltungen werden in den
Bildern 59 und 60 angegeben.

Bild 59. Kleiner Leistungsverstärker im B-Betrieb mit 6 N 7

z*U3u t

Bild 60. 100-W-Verstärker mit 2 X EL 34 nach Angaben der Röh¬
renhersteller. Der Aufbau ist sehr sorgfältig durchzu¬
führen (Schwingneigung der Endstufe!). Mit den ge¬
strichelt bzw. mit einem * gezeichneten Kondensatoren
kann eine Schwingneigung bei sonst einwandfreiem
Aufbau gegebenenfalls unterdrückt werden

(TU Ul (PS Ul

s gg g

2 2 <r> 3
a 3 a 3
m cra w oa

wäi

& a t

aa m m w
S Q. o o .

3 fe g £ Q

2 . 3 2 . 3 5*

3 3 5 3 £

tß cra w oa 3

; p 3; jd ji oa

' 3 g 3f f

£ 2 ö S3 ■

• ff H. o 5.

W w W W

O: O: O: O:

3* 3* 3* er

Wff S

Iwg

cj TO
_ 3 w

Sfi«

g. n> o;

- (T>

2 “ w

5 M cd

> *> W tej

c £ Q. »

M w g 2 .

w w I-J CD

cd n> 3

S S 'S o

CD CD H* G.
•-S >S g.
c C m h
3 3^3
cra oa w 3

4 3 "i

S*5

• cd

3 &

05 *Z

3~ 2. p
w II P* 3
11 CD 3
*0 ® * C
o tri 3
“ W o:®»

st '“t 3* m

<« KJ >1 Ol

* “ss

3 3

CD (D

n 2

+• *3

D “
- t3

5 3

t 3

EL 34

EL 81

EL 84

SRS 4452

SRS 4451

6 N 7

EL 95

EtL

•-1

to CO 05 05 4 m 4M Co 00 Ol CO CO M M H CO Ul M CO

cn o oooicnoo oo ® ui © -a o o io <i

o © oooooo oo oo oo o o cn cn

<j cj
^ u*

M M M to to to to to MM MM MM M M M M

X X XXXXXX XX XX XX xxxx

I- 1 to M to to IO to MM M MM t-O CO CO CO

co -7 cn o cn o cn o mm -J o cn o cn o o cn
ci o cn cn

3 VH

> s

M M to to to to to to M M MM mm M io ro [O

X X XXXXXX XX XX XX xxxx

to co o cn to cn o cn co co m co co -.i tc m u Eö
-a cn o to — j oo ui cn 05 m © <] — j co m cn © ©

05 Ul

> &

M MM MW MMMM

X XX XX xxxx

H* MOV-* ® J-* M H CO 4M 4M 4M

M («a'co'to'^'co'M 1-.1 'to 03 M w en

P cm”

> S

M tO tO COtO M M M M

X XX XX xxxx

—1 MMMMMM MM V— * MM K M M M

cn 05 CO CO CO 03 OtO H-3 MO CO Ul Ul Ul

3 cro M
> jS

•“* MMMMMM MM MH CO tO C0 C0 CO CO

co o cn-d ui ui 05 Oien m -n to © oo ©

cn ui *-3 05 ui

<5 <3

cra

M CO Ul 05 CO CO IO MM MM MM O-3U10M

05 O C5 O O Ul -0 tO CO C0 HI M O C0 O © Ul 4M

C3! Ul Ul M Ul

co 4 m ui m cn co cn to co co m. co cn ui ui cn ui cn

Ul 4M M CD Ul UI Ul Ul

4M co cn co ui co cn cn mm 4m co lommm

CO M 03 CO co CO 05 JO 03 © 05 Ul CO C0 Ul -0 JO

(flCOO 81 4M CO 1

<j &
cra

M M M M M M

Ul Ul Ul Ul 4M (33

w w

ffi

Tabelle 7: Daten handelsüblicher Röhren im Gegentakt-B-Betrieb

5.5 Hinweis auf die Sicherheifsbestimmungen

Wie aus Tabelle 7 ersichtlich, erfordern B-Verstärker
hoher Ausgangsleistungen große Betriebsspannungen
(bis zu 800 V). Im Vergleich zur Hochspannung im Fern¬
sehgerät oder Katodenstrahloszillograph ist dies >ein
relativ geringer Wert. Während jedoch der Innenwider¬
stand der Hochspannung bei den letztgenannten Gerä¬
ten groß ist (sehr kleine Ströme!), trifft dies beim Netz¬
teil des B-Verstärkers nicht zu, denn man ist ja an
einem möglichst geringen Innenwiderstand der Anoden¬
spannungsquelle interessiert. Die zufällige Berührung
eines spannungsführenden Teiles im Hochleistungsver¬
stärker kann zu schweren gesundheitlichen Schäden und
sogar zum Tod führen.

Eine Berührung mit der Anodenspannung kann infolge
schadhafter oder unzureichend bemessener Isolation
möglich sein. Wer bereits in der Praxis mit Hochspan¬
nungsfragen zu tun hatte, kennt dieses ernste Problem.
Viele Unfälle wurden durch Leichtfertigkeit verursacht!
Bei der Montage von Leistungsverstärkern mit Betriebs¬
spannungen über 250 bis 300 V ist darum auf folgende
Punkte besonders zu achten:

a) Jede Leitung, die hohe Spannungen gegen das
Chassis führt, muß ausreichend isoliert sein. Anoden¬
leitungen sind zusätzlich möglichst freitragend zu ver¬
legen (keine unmittelbare Berührung mit dem Chassis).
Die Leitungen sind zu befestigen, Chassisdurchbrüche
nur über Durchführungsisolatoren vorzunehmen.

b) Alle Abschirmungen, Gehäuse von Bauteilen usw.
sind eindeutig an Masse zu legen.

c) Die Anodenspannung ist ausreichend abzusichern.
Fertige Geräte müssen in ein Gehäuse eingebaut sein,
das ein zufälliges Berühren spannungsführender Teile
ausschließt. Etwaige Steckverbindungen müssen so be¬
schaffen sein, jjaß spannungsführende Kontakte — auch
in getrenntem Zustand — nicht zufällig berührt werden
können.

d) Beim öffnen des fertigen Gerätes muß eine Vorrich¬
tung die Anodenspannung unterbrechen und gleichzeitig
die Siebkondensatoren entladen.

Selbstverständlich verursacht die Einhaltung der ge-
i Der prakt. Funkamateur 73

nannten Sicherheitsvorschriften zusätzliche Kosten beim
Aufbau der Verstärkeranlage. Formal könnte man sich
sogar auf den Standpunkt stellen: „Was ich zu Hause
mache, ist meine Sache.“ Abgesehen von der juristischen
Anfechtbarkeit dieses Standpunktes, sollte man die Fol¬
gen - eines evtl. Unfalles bedenken, der durch ein selbst-
gebautes Gerät (durch leichtfertigen Aufbau) verursacht
wurde.

5.6 Verstärker für stereophonische Wiedergabe

Zum Schluß dieses Kapitels wollen wir ein Spezialgebiet
streifen: den Verstärker für stereophonische Wieder¬
gabe. In den letzten Jahren gewann die seitenbezogene
Stereophonie stark an Bedeutung. Bisher wurde sie in
Europa nur beim Tonband und bei der Schallplatte in
größerem Rahmen realisiert. In allen Fällen setzt sie
zwei möglichst gleichartige Verstärkeranlagen — von
der Tonfrequenzquelle bis zum Lautsprecher — voraus.
Ihre elektrischen Schaltungen bieten keine Besonder¬
heiten, man kann für jeden der beiden „Kanäle“ die in
diesem Heft gezeigten Schaltungen verwenden — nur
müssen es in beiden Kanälen die gleichen sein.

Die Lautstärke beider Verstärker wird zweckmäßiger¬
weise über ein Doppelpotentiometer gemeinsam ge¬
regelt. Da logarithmische Doppelpotentiometer unter¬
einander einen ungenügenden Gleichlauf aufweisen,
verwendet die Industrie doppel-lineare Regler mit An¬
zapfungen, zu denen Festwiderstände parallelgeschaltet
werden. Man erreicht so gleichzeitig einen befriedigen¬
den Gleichlauf und eine gehörmäßige (einigermaßen)
korrekte Lautstärkeregelung. Da solche Potentiometer
vorläufig nicht für den Amateur erhältlich sind, wird
dieser entweder zwei getrennte Regler oder ein doppel-
logarithmisches Potentiometer verwenden. Einen Aus¬
gleich- oder „Balance“-Regler zum Abgleich beider Ver¬
stärkerzüge auf gleiche Empfindlichkeit benötigt man
in allen Fällen. Bild 61 zeigt eine Schaltungsmöglichkeit
für den Balance-Regler, der in die nicht gegengekoppel-
ten Vorstufen gelegt wird.

6. DER AUSGANGSÜBERTRAGER

Dieses Heft kann nicht die vollständige Anleitung zur
Berechnung eines Ausgangsübertragers enthalten. Die
Problematik ist sehr kompliziert und setzt einige Erfah¬
rung voraus. Wir begnügen uns also damit, dem Leser
zu helfen, über die Verwendungsfähigkeit eines Über¬
tragers zu entscheiden bzw. die wichtigsten technischen
Daten eines zu berechnenden Übertragers zusammen¬
zustellen.

Jede Endröhre gibt (entsprechend der Röhrentabelle)
eine bestimmte Niederfrequenzleistung an einen be¬
stimmten Außenwiderstand ab. Diese Leistung ist das
Produkt der der Anodengleichspannung überlagerten
Anoden Wechselspannung und des dem Anoden¬
gleichstrom überlagerten Anodenwechselstromes. Der in
den Röhrentabellen angegebene R a (bzw. R a /a) ist ein
Wechselstrom widerstand, für Gleichstrom soll der
Übertrager einen möglichst geringen Widerstand be¬
sitzen.

Im allgemeinen wird die Niederfrequenzleistung Laut¬
sprechern zugeführt. Diese haben relativ niederohmige
Schwing,spulen, die nicht von Gleichstrom durchflossen
werden sollen.

Der Ausgangsübertrager transformiert den Widerstand
der Lautsprecherschwingspule auf den vom Röhrenher¬
steller angegebenen Wert des R a und bewirkt gleich¬
zeitig die gleichstrommäßige (galvanische) Trennung des
Lautsprechers vom Anodenstromkreis.

''Cu Al L

_JL

" } h

\ ]

Bild 62. Ersatzschaltbild des Ausgangsübertragers, von der
Röhre aus gesehen

Bild 62 macht uns die elektrischen Größen des Aus-
gangsüberstragers anschaulich. In ihm ist (vereinfacht)
dargestellt, wie die Röhre die Primärseite des (belaste¬
ten) Ausgangsübertragers „sieht“.

R a ist der transformierte Lautsprecherwiderstand, der

mit dem empfohlenen Wert des Röhrenherstellers über¬
einstimmen muß. Er berechnet sich (bei Vernachlässi¬
gung des Kupferwiderstandes r C u) mit dem Quadrat des
Übersetzungsverhältnisses des Übertragers, d. h. dem
Verhältnis der Windungszahlen auf Primär- und Sekun¬
därseite.

r cu ist der Kupfer- oder Wicklungswiderstand, der sich
aus Drahtlänge und -durchmesser ergibt. C stellt die
Wicklungskapazität dar, die nur schwer rechnerisch zu
bestimmen ist. Das gleiche gilt auch für die Streuinduk¬
tivität o L, die aus der mangelhaften Verkopplung der
Primär- und Sekundärwicklung resultiert. Durch ge¬
eignete Wicklung gelingt es, a L beträchtlich zu senken
(siehe Anhang). Rpe stellt den sogenannten Eisenverlust¬
widerstand dar, man kann ihn für viele Berechnungen
vernachlässigen. Rl • ü 2 ist schließlich der mit dem
Quadrat des Übersetzungsverhältnisses multiplizierte
„Lastwiderstand“ des Verstärkers, also der Schwing¬
spulenwiderstand o. ä.

Beispiel: Für die Röhre EL 84 wird ein R a von 5,5 k£2
empfohlen. Der Lautsprecher hat einen
Schwingspulenwiderstand von 6 Q. Wie groß
muß das Übersetzungsverhältnis des Aus¬
gangsübertragers sein?

Lösung:

-VI -V¥-w-

Diese Rechnung ist nicht exakt, weil der Übertrager
eine Kupferwicklung mit einem Ohmschen Widerstand
hat (r m im Bild). Die an ihr entstehende Sprechleistung
geht dem Lautsprecher „verloren“, d. h. muß bei der
Berechnung durch reichliche Bemessung des Übertragers
berücksichtigt werden.

Während die Anpassung eines Verstärkerausgangs an
eine Schwingspule bekannten Scheinwiderstandes rela¬
tiv einfach ist, gibt es oft Schwierigkeiten bei der An¬
passung eines Kraftverstärkers an den Modulations¬
kreis eines zu modulierenden Senders. In diesem Zu¬
sammenhang interessiert lediglich die Anodenmodula¬
tion der Senderendstufe, weil diese Modulationsart den
größten Wirkungsgrad bei As-Betrieb und einen sehr
großen maximalen Modulationsgrad (bis zu 100 Prozent)
ergibt.

Die Primärseite des Modulationstransformators ist, wie
üblich, durch den optimalen R a der NF-Endstufe vor¬
geschrieben, der sekundäre Anpaßwiderstand berech¬
net sich

Anodenspannung der Sen deröhre
Anodenstrom der Senderöhre
Die NF-Leistung zur Durchmodulation des Trägers ist

Anodenspannung • Anodenstrom der Senderöhre
2

Beispiel: Ein Sender mit EL 81 in der Endstufe nehme
60 mA bei 300 V aus dem Netzteil auf. Wie
ist sein Modulationstransformator (bei Ano¬
denmodulation) anzupassen, und wie groß
ist der Modulationsverstärker auszulegen?

Lösung: Der Modulationsverstärker muß

300 • 0,06
2

= 9W

mit Sicherheit abgeben können. Sein Anpaß¬
widerstand ist

300

öTo6

5000 Ü.

6.1 Die Primärinduklivität L

Zur Dimensionierung des Ausgangsübertragers ist die
Primärinduktivität L besonders wichtig. Sie muß so
groß sein, daß ihr induktiver Blindwiderstand noch
keinen fühlbaren Nebenschluß für-die Parallelschaltung
von Ri und den Außen widerstand R a bildet. Der

Bild 63. Einfluß X (siehe Text) auf den Abfall bei tiefen Fre¬
quenzen (gilt nur für nicht gegengekoppelte Endstufen)

induktive Widerstand ist bei der tiefsten Übertragungs¬
frequenz am kleinsten, es genügt deshalb, die Berech¬
nung bei dieser Frequenz durchzuführen.

Bild 63 zeigt den Spannungsabfall bei der tiefsten Über¬
tragungsfrequenz in Abhängigkeit vom Verhältnis

2 x f „ • L
Rp

Da eine größere Induktivität mehr Win¬

dungszahlen erfordert, begnügt man sich mit x = 1 bis 3.
Durch die Spannungsgegenkopplung der Endstufe wird
ja R; verkleinert, d. h., der Tiefenabfall ist wesentlich
kleiner, als sich aus Bild 63 ergibt. Der erste Schritt ist
also die Berechnung von L aus den Werten K a , R; und f u .

Beispiel: Wie groß muß die Induktivität des Aus¬
gangsübertragers für eine EL 84 für x = 3
sein? Es sind R a = 5,5 kQ, R; = 40 kQ (lt.
Röhrentabelle), f u = 30 Hz. Damit ist

Ra-Ri 5,5-40
Rp = Ra+Ri = 5,5 + 40 =

4,85 kQ.

Für die x = 3 berechnet sich die Induktivi¬
tät L wie folgt:

3 Rp 4,85-IO 3 -3
L ~ 2 nfu ~ 2-3,14-30

77,2 H.

Wichtig ist ferner die Vormagnetisierung, des Übertra¬
gers durch den Anodenruhestrom (Gleichstrom!). Sie
setzt die Induktivität des Übertragers herab und führt
zu Verzerrungen, wenn man nicht einen Luftspalt in den
Trafoblechen vorsieht (Bild 64). Die einzelnen Kern¬
bleche werden dann „gleichsinnig“ geschichtet, d. h. so,
daß der Luftspalt durch den gesamten Kern hindurch¬
geht. Übertrager ohne Luftspalt sind im allgemeinen
für Eintakt-Aus,gangsstufen unbrauchbar.

Anders ist es mit der Gegentaktendstufe. Beide Teil¬
wicklungen (für jede Anode) sind gegensinnig gewickelt

Lu fispaff

Bild 64.

M-Trafoblech mit Luftspalt

und vom gleichen Anodenruhestrom durchflossen. Da¬
durch heben sich die Vormagnetisierungen gegeneinan¬
der auf. Gegentakt-Ausgangsübertrager können deshalb
ohne Luftspalt ausgeführt werden. Die einzelnen Bleche
— meist ohne Luftspalt — werden hier meist „wechsel¬
sinnig“ gestopft.

Daß der Draht für die anodenseitige Wicklung einen
ausreichenden Querschnitt besitzen muß, um den durch
ihn fließenden Strom ohne zulässige Erwärmung aus¬
zuhalten, ist in beiden Fällen erforderlich.

Im Anhang sind einige Wickelvorschriften und -hin-
weise für einfache Übertrager angegeben. Es ist jedoch
zu empfehlen, das Wickeln nur dann selbst durchzu¬
führen, wenn man die erforderlichen Einrichtungen und
die notwendige Erfahrung besitzt, da ein schlecht ge¬
wickelter Übertrager das einwandfreie Funktionieren
des Verstärkers in Frage stellt.

6.2 Einige Hinweise für das Wickeln

Sehr gut als „Wickelmaschine“ eignet sich eine Hand¬
bohrmaschine, die waagerecht mit einer Schraubzwinge
auf dem Tisch befestigt wird. Als „Windungszähler“
eignet sich ein Tourenzähler mit mindestens drei Stellen.
Der Spulenkörper wird auf einem in die Bohrmaschine
(statt des Bohrers) eingespannten Bolzen zwischen zwei
Holzplättchen befestigt. Die Drahtrolle sitzt freilaufend
auf einer Achse, die parallel zum Spulenkörper in etwa
20 bis 40 cm Abstand befestigt ist. 1 )

Gewickelt wird lagenweise, d. h. Windung neben Win¬
dung. Das ist unbedingt erforderlich, weil bei einer
„wilden“ Wicklung die Spannung zwischen zwei benach¬
barten Windungen zu groß werden kann (Durchschlag),
außerdem nehmen Wickelkapazitäten und Streuinduk¬
tivität unkontrollierbar zu.

Je nach Wickelvorschrift wird alle 1 bis 3 Lagen eine
Lagenisolation vorgesehen, d. h. eine Lage Lackpapier
von angegebener Stärke. Das Papier muß möglichst glatt
auf dem Wickel liegen, größere Faltenbildungen sind zu
vermeiden. Die Überlappung des Papiers (bei einer Lage
etwa 20 mm) soll sich nicht an der Stelle des Spulen-

1) Siehe auch Band 9 der Broschürenreihe „Der praktische
Funkamateur“: „Praktisches Radiobasteln II“ von K.-H. Schu¬
bert.

körpers befinden, über der später das Joch des Über¬
tragerkernes liegt, da der Wickel sonst dort zu dick
wird.

Sinngemäß gilt das gleiche für die Wicklungsisolation,
die zwischen zwei Wicklungen oder Teilwicklungen
liegt. Anfang und Ende von Wicklungen sind möglichst
verteilt an beiden Seiten des Wickelkörpers herauszu¬
führen, um ein Aufträgen an einer Spulenseite zu ver¬
meiden. Dünne Wicklungsdrähte (kleiner als etwa
0,25 mm) sind an der Einführung zu verstärken, d. h.,
es wird ein dickerer Draht für Wicklungsanfang und
-ende angelötet, die Verbindungsstellen sind durch
Rüschrohr zu isolieren.

Auf den fertigen Wickel kommt schließlich noch eine
Deckisolation aus Lackpapier (besser Ölleinen), die die
Wicklung gegen mechanische Beschädigungen schützt.
Besteht die letzte Wicklung aus dickem Draht (Sekun¬
därwicklung), so kann man die Deckisolation bei Platz¬
mangel fortlassen. Zwischen Wickel und Blechsteg ist
dann ein Stück Karton zu klemmen, um das Durch¬
scheuern bzw. einen Kurzschluß mit dem Kern zu ver¬
hindern.

Im Anhang sind die Daten der wichtigsten Übertrager¬
kerne angegeben.

Es sei nochmals ausdrücklich betont, daß diese spär¬
lichen Hinweise nicht die eigene Erfahrung ersetzen
können. Wer noch nie einen Übertrager gewickelt hat,
lasse sich entweder von einem erfahrenen Amateur be¬
raten oder beauftrage — soweit möglich — einen Betrieb
mit der Aufgabe. Allerdings sind derartige Einzelanfer¬
tigungen ziemlich teuer!

In sehr vielen Fällen genügt ein handelsüblicher Über¬
tragertyp den Anforderungen. So weist der im Einzel¬
handel erhältliche Neumann-Übertrager A 55/U folgende
Daten auf:

primärseitige Anschlüsse für R a = 3,5 — 4,5 — 7 kQ,

sekundärseitige Anschlüsse für Rl = 2,3 — 4 — 15 Q.

Durch den Einzelhandel bzw. über die GST sind auch
Übertrager (evtl, aus älteren Rundfunkgeräten) erhält¬
lich. Über die Geräteherstellerwerke kann man die
Daten dieser Übertrager erfahren, notfalls gibt bereits
das Empfängerschaltbild einigen Aufschluß. Wichtig ist
vor allem die Kenntnis der Induktivität und des Über¬
setzungsverhältnisses.

7. DIE STROMVERSORGUNG DER VERSTÄRKER

Jedes elektronische Gerät benötigt bekanntlich Energie¬
quellen, sei es als Batterien oder als sogenannter Netz¬
teil. Dies gilt natürlich auch für den Verstärker.

Der Netzteil hat die Aufgabe, aus dem Lichtnetz die für
den Betrieb des Verstärkers erforderlichen Heiz-,
Anoden- und Hilfsspannungen zu gewinnen. Er muß
natürlich auch für die erforderlichen Ströme ausgelegt
sein.

Das Herzstück jedes Netzteiles ist meist der Netztrans¬
formator. Er liefert die Heizspannung für die Verstär¬
ker- und Gleichrichterröhren. Im allgemeinen benötigt
man dafür zwei Heizwicklungen, außerdem kann die
Heizung von Vor- und Endverstärkerröhren aus ge¬
trennten Wicklungen erfolgen.

Auqh die Spannungen für die Anoden und Gleichrichter¬
röhren und für die Gleichrichter zur Herstellung der
Gittervorspannung — falls das getrennt erfolgt — wer¬
den dem Netztransformator entnommen.

Bild 65. Netzteil mit Sieb- und Entkopplungsgliedern für ver¬
schiedene Stufen

Die Anodenbetriebsspannung (Batteriespannung Ub)
wird durch Gleichrichtung mit einer Röhre und anschlie¬
ßende Siebung gewonnen. Man verwendet fast aus¬
schließlich Zweiweg-Gleichrichter, um mit relativ gerin¬
gen Siebmitteln auszukommen. Alle Vorstufen werden
über zusätzliche RC-Siebglieder gespeist (Bild 65). Wie
man sich vorstellen kann, sind Anfangsstufen eines Ver¬
stärkers in bezug auf durch Netzbrummen „verunrei¬
nigte“ Speisespannung empfindlicher als Endstufen, da
ja jeder Wechselstromanteil an der Anode noch verstärkt
wird.

Für die Bemessung der Siebung gelten folgende Faust¬
regeln :

Die Brummspannung an der Anode darf jeweils etwa
max. 0,1 Prozent der Tonfrequenzspannung betragen.
Gleichspannungen für Vorverstärkerstufen sind im glei¬
chen Maße abzusieben, wie diese Stufen verstärken.

7.1 Die Anodengleiehspannung

Das Absinken der gleichgerichteten Spannung bei Be¬
lastung ist nicht allein auf den Innenwiderstand von
Netztransformator und Gleichrichterröhre zurückzufüh¬
ren, sondern auch z. T. auf die Funktion des Ladeelkos,
der während eines Teiles jeder Periode seine Ladung
an den Gleichstrom,,Verbraucher“ abgeben muß. Deshalb
verwendet man in Verstärkern, die bei großen Schwan¬
kungen des Anodenstroms eine möglichst konstante
Batteriespannung benötigen (B-Verstärker) Gleichrich¬
ter mit Drosselkette (Bild 66). Mit der älteren Gleich¬
richterröhre 5 Z 4 erhält man mit 2 X 500 V Wechsel¬
spannung und L = 5H eine Gleichspannung von rund
445 V, die bei Ib = 125 mA erst auf 415 V abgesunken ist.
Für große Verstärker, Sender usw. verwendet man gas-
gefüllte Gleichrichterröhren, die einen vom, Strom unab¬
hängigen Spannungsabfall aufweisen (etwa 15 V bei
Quecksilberdampffüllung).

Bild 66. Gleichrichter mit gasgefüllter Röhre
und Drosseleingang

Die Gleichspannung am Ausgang des Gleichrichters ist
eine komplizierte Funktion der anliegenden Wechsel¬
spannung, ihres Innenwiderstandes, der Kapazität des
Ladekondensators und des Belastungswiderstandes. Sie
läßt sich mit der nach Kammerloher angegebenen
Methode berechnen. Viele Amateure besitzen jedoch

0 20 00 SO - SO m 120 100 ISO

i —

Bild 67. Gleichrichterröhren EZ 80 und 81, Zusammenhang zwi¬
schen sekundärer Trafospannung, Gleichspannung und
Gleichstrom

nicht die erforderlichen mathematischen Kenntnisse.
Deshalb sind im Bild 67 die Gleichspannungen für die
Röhren EZ 80 (6 X 5) und EZ 81 unter verschiedenen
Arbeitsbedingungen angegeben.

Die Spannung Ub an den Verstärkerröhren ist noch um
den Spannungsabfall Up zu erhöhen, der an der Sieb¬
drossel abfällt. Mit diesem Wert gehen wir — je nach zu
verwendender Gleichrichterröhre — in die entsprechende
Kurve in Bild 67. Aus den Kurven kann man ab-
schetzen, ob ein handelsüblicher oder evtl, vorhandener
Netztransformator verwendet werden kann. Gegebenen¬
falls ist der Transformator zu berechnen und wickeln zu
lassen.

Beispiel : Zum Betrieb eines Kleinverstärkers mit
einer Röhre ECL 82 (siehe auch Bild 49) werden 216 V
(Ub + U g ) bei Ib ~ 43 mA benötigt. Den Stromwert
runden wir auf 45 mA ab. An der gewählten Siebdros¬
sel D 55/60 (siehe auch Tabelle im Anhang) mit dem
Wicklungswiderstand 500 £2 fallen demzufolge ab
U Dr = I b • Rür = 4,5 • 10- 2 • 5 • 10 2 = 22,5 V.

Diese Spannung am Gleichrichterausgang muß U g i = 216
+ 22,5 = 238,5 240 V betragen. Wir wollen die Röhre

EZ 80 verwenden und gehen mit diesem Spannungswert

in Bild 67. Für Cl = 50 nF und UTr = 2 X 250 V erhalten
wir im Mittel eine Gleichspannung von 290 V. Die Frage
ist, wie groß muß die Trafospannung für 240 V Gleich¬
spannung sein?

Wir stellen das Verhältnis auf:

U Tr = 250 V _ UTr = X
Ugi = 290 V _ Ugi = 240 V

Durch Auflösen nach x erhalten wir x = 207 V. Das ist
der Wert der Wechselspannung, die der Trafo abgeben
muß.

7.2 Die Brummspannung und ihre Siebung

Die Brummspannung (Spitzenwert) am Ausgang des
Gleichrichters berechnet sich für 50-Hz-Netze annähernd
nach der Faustformel

TT Ib

Ubr>1 200 • p • Cl

Hierin bedeutet neben den bereits bekannten Symbo¬
len „p“ die Anzahl der gleichgerichteten Phasen („Wege“).
B e i s p i e 1 : In dem Beispiel des vorangegangenen Ab¬
schnitts beträgt die Brummspannung am Eingang der
Siebkette

Ubr.l

4,5 • 10-2
200 • 2 • 5 ■ 10-5

= 2,25 V.

In der anschließenden Siebkette aus Drossel und Sieb¬
kondensator wird die Brummspannung wesentlich ver¬
kleinert. Den Siebfaktor s (Verhältnis der ungesiebten
zur gesiebten Spannung) berechnet man für 50-Hz-
Netze zu

p2 . 105 . L • Cf;

C s ist dabei der Siebkondensator in F, L die Siebdrossel
in H.

Wir setzen das angefangene Beispiel fort:

Mit C s = 50 uF und der Drossel D 55/60 mit L = 15 H
wird der Siebfaktor

s = 4 • 105 • 15 • 5 • io-5 = 300.

Damit bleibt als Brummspannung am Siebkondensator

Ubr,2 = = Hl = 0,75 • 10-2 V = 7,5 mV.

Zur Kontrolle überprüfen wir, ob dieser Wert ausreicht:
Die NF -Spannung an der Anode der E(C)L 82 beträgt
bei Vollaussteuerung höchstens 200 V; 0,1 Prozent von
diesem Wert sind 200 mV. Der errechnete Wert der
Brummspannung ist wesentlich kleiner, die Siebung
reicht also aus.

Für die Vorstufe (das Triodensystem der ECL 82) wollen
wir dennoch ein zusätzliches Siebglied vorsehen.

Der Siebfaktor von RC-Gliedern berechnet sich nähe¬
rungsweise nach der Beziehung

s = p ■ 314 • R ä C s . ■

Hierin sind R s und C s jeweils in weiten Grenzen
wählbar. Meist wird jedoch R s durch den an ihm ent¬
stehenden Gleich,Spannungsabfall auf einen gewissen
Maximalwert begrenzt.

Beispiel: Der Siebwiderstand Rv für das Trioden¬
system der ECL 82 soll lt. Tabelle 3 20 kQ betragen. Mit
einem Siebkondensator von 8 nF ergibt sich daraus ein
Siebfaktor

s = 2 • 314 • 2 ■ 10« • 8 • 10-6 = 100.

Während die Verstärkung des Triodensystems bei etwa
50 liegt. Der Brummabstand würde also weiter verbes¬
sert werden, sofern man es nicht vorzieht, einen kleine¬
ren Kondensator zu verwenden. Für s = 50 genügt
bereits ein 4-uF-Kondensator.

7.3 Erzeugung der Gittervorspannung für die
Gegentakt-B-Endstufe

Wie bereits erklärt, muß die Gittervorspannung für
B-Endstufen aus getrennten Gleichrichtern gewonnen
werden. Bild 68 zeigt eine solche Schaltung mit Selen¬
oder Ge-Flächengleichrichter. Der Strom, die diesen Git-

Bild 68. Gittervorspannungs-Gleichrichter für B-Endstufen
Verstärker

tervorspannungs-Gleichrichtern entnommen wird, ist
sehr gering, deshalb kommt man mit Einweg-Gleich¬
richtung aus. Auch hier wird die Siebung (stets nur
RC-Glieder) so ausgelegt, wie es sinngemäß auch für die
Anodenspannungs-Gleichrichter gilt; Brummspannung
am Ende der Siebkette maximal 0,1 Prozent der Nutz¬
wechselspannung. Allerdings ist durch die Gegentakt¬
schaltung der Endröhren dieser Wert nicht sonderlich
kritisch.

Mit Pi und P 2 werden die Gitterspannungen jeder End¬
röhre so eingestellt, daß der korrekte Anodenruhestrom
(lt. Tabelle) fließt. Die Potentiometer sind gegen unbe¬
fugtes oder zufälliges Verstellen durch einen Lack¬
tropfen zu sichern.

Um zu vermeiden, daß bei Ausfall der Gittervorspan¬
nung der Anodenstrom unzulässig hohe Werte annimmt
(Gefährdung der Endröhren), kann man die Schutz¬
schaltung nach Bild 69 benutzen. Das Relais Rel hat

Bild 69. Gittervorspannungs-GleiChrichter mit Blockierungs¬
vorrichtung und Anodenspannung

einen möglichst geringen Ansprechstrom, auf den die
Schaltung zu dimensionieren ist. Mit P 3 läßt sich der
Ansprechstrom einstellen. Bei Ausfall der Gittervor¬
spannung fällt das Relais ab und unterbricht über seinen
Arbeitskontakt die Anodenspannung. Mit einem zusätz¬
lichen Ruhekontakt kann man eine Signallampe o. ä.
betätigen.

7.4 Die Heizspannung

Zur Heizspannung läßt sich wenig sagen. Der Sollwert
ist vom Röhrenhersteller vorgeschrieben und muß mit
maximal ± 7 Prozent eingehalten werden. Maßgebend
ist der Wert der Spannung an den Heizfäden der
Röhren. Es muß also durch ausreichenden Querschnitt

der Heizleitung dafür Sorge getragen werden, daß der
Spannungsabfall an ihr so klein wie möglich bleibt.
Unterheizung schadet den Röhren genauso wie Über¬
heizung! Besonders gefährdet sind dabei Röhren mit
großen Anodenströmen wie End- und Gleichrichter¬
röhren — sie werden frühzeitig „taub“, besonders bei
Unterheizung!

Der in der UKW-Technik übliche Weg, einen Anschluß
der Heizung an Masse zu legen, ist bei NF-Verstärkern
nicht üblich. Nur bei Endstufen bzw. kleinen Verstär¬
kern mit geringer Spannungsverstärkung kann man
einen Pol der Heizung mit der Null-Volt-Leitung ver¬
binden (an der empfindlichsten Röhre). Die Verwen¬
dung der Null-Volt-Leitung selbst als Rückleitung für
den Heizstrom ist also nicht zu empfehlen (siehe
Kapitel 2).

Für Anfangsstufen in hochempfindlichen Verstärkern
muß die Heizspannung gegen Null-Volt symmetriert
werden. Die Leitung wird verdrillt verlegt (geringes
magnetisches Streufeld). Die Symmetrierung erfolgt
durch eine an Null-Volt angeschlossene Mittenanzapfung
der Heizwicklung (Bild 70) oder durch ein kleines Poten¬
tiometer von 100 bis 500 Q (Bild 71). Hierzu eignen sich
die sogenannten IKA-Entbrummer.

Bild 70 und 71. Verschiedene Möglichkeiten zur Symmetrie¬
rung der Heizspannung

Bei der Verstärkung sehr kleiner Spannungen (unter
5 mV) reicht auch diese Maßnahme oft nicht aus. Man
muß dann die Röhren mit Gleichstrom heizen. Der
hierfür benötigte Gleichrichter ist entweder ein Selen¬
gleichrichter oder eine Ge-Flächendiode. Die Siebung
erfolgt mit RC-Gliedern, über den Siebfaktor können
keine verbindlichen Angaben gemacht werden. Bild 72
zeigt die Schaltung zur Gleichstromheizung von zwei
Doppeltrioden (Typ ECC 81, 82 oder 83). Durch die
Serienschaltung aller Heizfäden kommt man mit 150 mA

aus, wodurch die Siebrrdttei kleiner werden als bei der
Parallelschaltung (600 mA). Pi dient zur Einstellung des
korrekten Heizstromes. Mit dieser Schaltung lag die
Gesamtbrummspannung — bezogen auf den Verstärker¬
eingang — unter 1 bis 2 ^V.

8. ANHANG

8.1 Umrechnung vom linearen Verhältnis in Dezibel

Ui:U 2

N x : N 2

U X :U

N x : N 2

0,1

1,01

1,02

5,0

1,78

3,16

0,2

1,02

1,05

6,0

2,00

3,98

0,3

1,04

1,07

7,0

2,24

5,01

0,4

1,05

1,09

8,0

2,51

6,31

0,5

1,06

1,12

9,0

2,82

7,94

0,6

1,07

1,15

3,16

0,7

1,08

1,17

3,98

15,8

0,8

1,09

1,20

5,01

25,1

0,9

1,11

1,23

6,31

39,8

1,0

1,12

1,26

7,94

63,1

1,2

1,15

1,32

10,00

100,0

1,4

1,17

1,38

17,8

316

1,6

1,20

1,44

31,6

1000

1,8

1,23

1,51

100,0

10000

2,0

1,26

1,58

316,0

105

2,5

1,33

1,78

1000,0

106

3,0

1,41

2,00

3160,0

107

3,5

1,49

2,24

10000,0

108

4,0

1,58

2,51

4,5

1,67

2,82

8.2 Theoretischer Wirkungsgrad von NF-Endstufen

Leistungs-

Betriebsart abgabe einer Wirkungsgrad Bemerkungen
einzelnen
Röhre

A-Betrieb

B-Betrieb

AB-Be trieb

während der
ganzen Periode

während einer
halben Periode

zwischen einer
halben und der
ganzen Periode

25 (bei Tri¬
oden) bis 50 °/o
(bei Pentoden)

78 °/o, bei Tri¬
oden nur bei
Aussteuerung
ins Gitter¬
stromgebiet
annähernd
erreichbar

zwischen denen
des A- und B-
Betriebes

nur Gegen¬
taktschaltung
möglich, da
Verzerrungen
sonst zu hoch
feste Gitter¬
vorspannung

ebenfalls nur
Gegentakt¬
schaltung
möglich

8.3 Handelsübliche Siebdrosseln

Typ

Gleichstrom
in mA

Widerstand
in Q

Induktivität
in H

D 55/60

500

D 65/100

100

250

D 65/140

140

200

D 85/100

100

450

D 85/140

140

280

(Induktivität und Widerstand können bis zu ± 20 Prozent vom
angegebenen Nennwert abweichen.)

8.4 Netztransformatoren zum Selbstbau von Geräten

N 65/50/SE Netztrafo in Sparschaltung, primär 125/220 V;

sekundär 1 X 300 v 50 mA; Gleichrichter¬
heizung 4 V 1,1 A; Empfängerröhrenheizung
6,3 V 1,5 A, angezapft bei 4 V 3 A

N 85 U Universal-Netztrafo,primär 2XH0 V; sekun¬
där 2 X 280 v 85 mA > angezapft bei 2 X 260
und 2 X 240 V; Gleichrichterheizung 6,3 V
0,9 A, angezapft bei 4 V 1,1 A; Empfänger¬
röhrenheizung 6,3 V 3,8 A

N 102 U Universal-Netztrafo, primär 110/125/220 V;

sekundär 2 X 310 V 140 mA, angezapft bei
2 X 280 un d 2 X 238 V; Gleichrichterheizung
6,3 V 0,9 A, angezapft bei 4 V 2,2 A; Empfän¬
gerröhrenheizung 6,3 V 4,5 A

8.5 Wickelvorschrift des streuarmen Ausgangsüber¬
tragers zum Verstärker gemäß Bild 50 — mit freund¬
licher Genehmigung des VEB (K) Elektroakustik Hart¬
mannsdorf:

Kerngröße M 74/32, Bleche mit 0,5 mm Luftspalt wech¬
selseitig gestopft, Wicklungsfolge und Anschlüsse ent¬
sprechend Bild 73

Grundisolation 2 X 0,1 mm Lackpapier, gefiedert
Wicklung I: 39 Wdg. 0,8 mm CuL, 1 Lage, Anschlüsse 1
und 2

Zwischenisolation 3 X 0,1 mm Lackpapier, gefiedert
Wicklung II: 1100 Wdg. 0,15 mm CuL, 6 Lagen, An¬
schlüsse 3 und 4, Lagenisolation nach 550 Wdg. 3 X
0,06 mm Lackpapier

Bild 73. Zur Bauvorschrift des Ausgangsübertragers S-bislO-W-
Verstärker

Zwischenisolation 3 X 0,1 mm Lackpapier, gefiedert
Wicklung III: wie Wicklung I, Anschlüsse 5 und 6
Zwischenisolation 2 X 0,1 mm Lackpapier, gefiedert
Wicklung IV: 2200 Wdg. 0,15 mm CuL, 12 Lagen, An¬
schlüsse 7 und 11

Anzapfung bei 650 Wdg. an Anschluß 8
Anzapfung bei 1100 Wdg. an Anschluß 9
Anzapfung bei 1550 Wdg. an Anschluß 10

Lagenisolation 2 X °,06 mm Lackpapier, gefiedert, nach
jeder Anzapfung

Zwischenisolation 2 X 0,1 mm Lackpapier, gefiedert
Wicklung V: wie Wicklung I und III, Anschlüsse an 12
und 13

Zwischenisolation 3 X 0,1 mm Lackpapier, gefiedert
Wicklung IV: wie Wicklung II, Anschlüsse an 14 und 15
Zwischenisolation 3 X 0,1 mm Lackpapier, gefiedert
Wicklung VII: wie Wicklung I, III und V, Anschlüsse an
16 und 17

Deckisolation aus Lackpapier oder Ölleinen

Achtung: Sorgfältig und lagenweise wickeln, Wickelvor¬
schrift genauestens befolgen!

8.6 Wickel Vorschrift des Ausgangsübertragers zum Ge¬
genparallelverstärker (Bild 48) — mit freundlicher Geneh¬
migung der Redaktion „radio und fernsehen“:
Spulenkörper M 85, Kemmaterial Dyn. Bl. IV ohne Luft¬
spalt, Blechstärke 0,35 mm, wechselseitig gestopft

Wicklung I
Wicklung II
Wicklung III
Wicklung IV
Wicklung V
Wicklung VI

965 Wdg. 0,3 CuL
24 Wdg. 0,9 CuL
60 Wdg. 0,9 CuL
60 Wdg. 0,9 CuL
24 Wdg. 0,9 CuL
965 Wdg. 0,3 CuL

Bild 74. Zur Wickelvorschrift des Ausgangsübertragers
im Gegentaktparallelverstärker (S. 59)

8.7 Empfohlene streuarme Wicklungen für Ausgangs¬
übertrager

Die römischen Zahlen kennzeichnen die Wicklungen in
ihrer Reihenfolge auf dem Spulenkörper, A bedeutet
Wicklungsanfang, E Wicklungsende, ‘/a P bedeutet, daß
die betreffende Wicklung ein Drittel der Windungszahl
der gesamten Primärwicklung enthält.

8.8 Wichtige Kenngrößen der M-Kerne

Eff. Eisenquer¬
schnitt in cms

1,7

3,2

Eisenweglänge
in cm

10,2

13,0

Unterer

Windungs¬
umfang in mm

Mittlerer
Windungs¬
umfang in mm

116

Ausnutzbare
Wickelhöhe in mm,
Draht-0 < 0,6 mm

7,5

Draht-0 > 0,6 mm

5,5

7,0

Eisenmasse in kg

0,12

0,3

Typenleistung
in VA

Max. Stromdichte
in A mm2

4,8

3,7

5,2

7,0

9,0

11,5

17,1

15,4

17,2

19,7

23,8

107

125

136

156

195

138

162

171

198

238

8,5

10,5

9,5

0,6

0,9

1,3

2,0

3,0

120

180

3,0

2,7

2,4

2,6

2,3

M 102/52

9. Literaturhinweise

Diefenbach, Werner W.: Verstärk er praxis; Verlag für
Radio-, Foto-, Kinotechnik, Beriin-Borsigwalde 1954.

Herrmann, G., und Sachs, H.: Der Gegenparallel-Ver-
stärker; „radio und fernsehen“ 17 (1957).

Kunze, Fritz: Röhreninformationen; „radio und fern¬
sehen“, 1954 bis 1960.

Rocktäschel, Jürgen: Ein 100-W-Verstärker mit 2 X
EL 34; „radio und fernsehen“ 10 (1959).

Streng, Klaus K.: Röhrenbestückte Phasenumkehrstu¬
fen; „funkamateur“ 2 (1961).

Röhrenringbücher des VEB Werk für Fernsehelektronik.

Valvo-Handbuch für Rundfunk- und Fernsehröhren

1959/60.

INHALT

1. Die Einteilung der NF-Verstärker.6

1.1 Der Frequenzbereich der NF-Verstärker . . 7

1.2 Die nichtlinearen Verzerrungen.10

1.3 Die Dynamik.12

2. Allgemeine Hinweise für den Selbstbau .... 13

2.1 Die frequenzabhängigen Glieder des Ver¬
stärkers .18

3. Der Vorverstärker.22

3.01 Warum Vorverstärker?.22

3.02 Impedanzwandler.24

3.03 Vorverstärkerstufen.27

3.04 Gewinnung der Gittervorspannung .... 28

3.05 Die Schirmgitterspannung.29

3.06 Die Anfangsstufe mit Triode.30

3.07 Anfangsstufen mit Pentoden.33

3.08 Anfangsstufen mit Kaskoden.33

3.09 Die Gegenkopplung im Vorverstärker . . 37

3.10 Die Lautstärkereglung.39

3.11 Mischregler.41

3.12 Schaltungen zur Klangbildbeeinflussung . 43

4. Verstärker für kleine Leistungen.46

4.1 Die Gegentakt-A-Endstufe.48

4.2 Die Katodynschaltung.50

4.3 Phasendrehende Stufe mit v = 1.51

4.4 Die Gegenkopplung im Endverstärker ... 53

4.5 Die Ultralinearschaltung.56

4.6 Spezialschaltungen der Endstufe.57

5. Verstärker für große Leistungen.62

5.1 Der AB-Gegentaktverstärker.63

5.2 Der B-Gegentaktverstärker .65

5.3 Die Gittervorspannung bei der Gegentakt-

B-Endstufe.66

5.4 Gegentakt-B-Endstufen mit Gitterstrom . . 68

5.5 Hinweis auf die Sicherheitsbestimmungen . 73

5.6 Verstärker für stereophonische Wiedergabe . 74

6. Der Ausgangsübertrager.76

6.1 Die Primärinduktivität L.78

6.2 Einige Hinweise für das Wickeln.80

7. Die Stromversorgung der Verstärker.82

7.1 Die Anodengleichspannung.83

7.2 Die Brummspannung und ihre Siebung . . 85

7.3 Erzeugung der Gittervorspannung für die

Gegentakt-B-Endstufe.86

7.4 Die Heizspannung.87

8. Anhang.90

9. Literaturhinweise.97

TECHNISCHE STECKBRIEFE

Die Funkstation RBM

Die Verwendung der Funkstation:

Die Funkstation RBM ist eine KW-Sende-Emp-
fangsstation mit den Betriebsarten Telegrafie und
Telefonie und kann beweglich oder stationär ein¬
gesetzt werden.

Die Station kann fembesprochen werden. Sie wird
von zwei Funkern transportiert und bedient.

Taktisch-technische Angaben der Station:

Die Funkstation besteht aus dem Gerätetornister,
dem Batterietornister, der Funkertasche und einer
Stoffhülle für das Antennensystem.

Der Gerätetornister (Sender-Empfänger) hat die
Maße 345X195X260 mm und wiegt 13kp. Der
Batterietornister hat die gleichen Maße und wiegt
14 bis 16 kp.

Der Wellenbereich des Senders sowie des Empfän¬
gers umfaßt die fixierten Wellen 60 bis 200, das
sind 1,5—5 MHz. Er ist in zwei Wellenbereiche ein¬
geteilt, und zwar:

1. Grobstufe: Welle 110 bis 200 (2,75—5 MHz);

2. Grobstufe: Welle 60 bis 110 (1,5-2,75 MHz).

Zur Station gehören folgende Antennenarten:

a) Steckantenne aus sechs Stäben mit Stern,

Höhe 1,8 m;

b) Dipolantenne mit einer Gesamtlänge von 34 m;

c) 7-m-Mastantenne mit Stern.

Es besteht auch die Möglichkeit, mit anderen An¬
tennenarten zu arbeiten.

Die Ausgangsleistung des Empfängers ist für ein
Paar hochohmige Kopfhörer und das niederohmige
Telefon des Handapparates berechnet. Außerdem
ist die Ausgangsleistung so berechnet, daß über
eine Doppelleitung bis 3 km empfangen werden
kann.

Die Funkstation RBM ist mit 3 Röhren SO-257,
5 Röhren 2K2M und einer Röhre SB-242 oder SO-
242 bestückt. Als Stromquelle für den Sender-
Empfänger werden entweder ein Sammler Typ
2NKN24 und 3 Stück 80-V-Anodenbatterien oder
zwei Sammler Typ 2NKN24 mit Zerhacker WPR
verwendet. Die Kapazität der Stromquellen ermög¬
licht einen ununterbrochenen Betrieb bei Verwen¬
dung von Anodenbatterien für 30 Stunden und bei
Verwendung des Zerhackers für 12 Stunden.

Das Gesamtgewicht der Station mit Dipolantenne
beträgt 42 kg.

Die UKW-Verkehrsfunkstation UV-15

Die Verwendung der Station:

Die Station UV-15 des VEB Funkwerk Dresden
wird für den Sprechfunkverkehr in der sozialisti¬
schen Landwirtschaft, in der Industrie, im Berg¬
bau, im Transportwesen und für Sonderzwecke
eingesetzt. Sie ist mit 15 W Leistung eine Nach¬
folgestation der Verkehrsfunkstation UV-10. Sie
kann fahrbar und stationär eingesetzt werden.

Taktisch-technische Angaben:

Die Station eignet sich nur für den Sprechfunk¬
verkehr, da sie lediglich für die Betriebsart A3
(Telefonie, frequenzmoduliert) ausgelegt ist. Ihre
Sendeleistung beträgt etwa 15 W. Der im Bedie¬
nungsteil untergebrachte Druckkammei’lautsprecher
kann gleichzeitig als Mikrophon, benutzt werden. Die
Station kann für den Batteriebetrieb vorgesehen
oder an ein gewöhnliches Wechselstromnetz an¬
geschlossen werden. Im Gerät befindet sich ein
Tonrufgenerator, mit dem eine oder mehrere
Gegenstationen gerufen werden können. Das Be¬
dienungsteil vereinigt auf einer Frontplatte alle
Bedienungs- und Kontrollorgane. Wenn das Be¬
dienungsteil als Tischgerät ausgeführt ist, kann es
jedoch nur als Wechselsprechgerät verwendet wer¬
den. Zu dem universellen Bedienungsteil gehört
ein Handapparat. Die Station arbeitet mit maximal
10 quarzstabilisierten Festfrequenzen, die mit
einem Kanalschalter geschaltet werden. Die Fre¬
quenzen liegen im 10-m-Band, im 4-m-Band und
im 2-m-Band. Der gegenseitige Abstand zweier

Kanäle beträgt mindestens 50 kHz. Zu der Station,
wie sie bis jetzt beschrieben wurde, kann außer¬
dem ein tragbares Gerät benutzt werden. Dieses
Sprechfunkgerät ist entschieden leichter, es
gibt eine Sendeleistung von 0,2 W bis 1W (ent¬
sprechend der Stromversorgung), arbeitet auf glei¬
chen Festfrequenzen wie die 15-W-Anlage und ist
nur für den Wechselsprechverkehr geeignet.

Diese „Steckbriefe“ entnahmen wir dem Buch

cq ... cq Wie arbeitet eine Funkstation? von A.

Knjasew, 244 Seiten, 6,30 DM.

DEUTSCHER MI LI TÄRVERLAG

Redaktionsschluß: 8. November 1961
Lektor: Sonja Topolov

Verlag Sport und Technik, Neuenhagen bei Berlin
Alle Rechte Vorbehalten
Zeichnungen: Hildegard Seidler, Berlin
Umschlaggestaltung: Paul Schubert, Berlin
Lizenz-Nummer: 545/11/62 — 650/1244
Preis: 1,90 DM

VERLAG SPORT UND TECHNIK

Internet Archive Audio

Featured

Top

Images

Featured

Top

Software

Featured

Top

Books

Featured

Top

Video

Featured

Top

Mobile Apps

Browser Extensions

Archive-It Subscription

Save Page Now

Full text of "Der Praktische Funkamateur 35 Transistorschaitungen ( Ii)"

See other formats